作者：Bill Schweber

投稿人：DigiKey 北美編輯

現實世界中，許多傳感器信號表現出非常緩慢和輕微的隨時間變化，特別是與自然現象有關的信號。然而，正是這些微妙的變化對洞察細節和了解情況至關重要。例如，監測橋梁或結構運動的應變片、監測水流的水下傳感器、與溫度相關的現象、感測地震和地球表面板塊運動的加速計、各種光學傳感器的輸出，以及幾乎所有的生物電信號。

有效、準確地捕捉極低電平信號一直是個挑戰。這類信號很容易受噪聲干擾，因此放大信號是實現所需幅度和保持信噪比 (SNR) 的關鍵。這些信號的頻率較低，通常只有幾赫茲或幾十赫茲 (Hz)，俗稱“直流信號”，這也增加了信號捕捉的難度。

放大器參數的任何初始直流偏移（如偏置電流或電壓偏移）和固有 1/f（粉紅）噪聲，以及由于溫度引起的漂移、電源軌變化或元器件老化造成的不可避免的性能變化，都會降低信號鏈的性能。

傳統上，“零漂移”放大器只適用于較低帶寬的應用，因為動態誤差減小技術在較高頻率下會產生過多偽影。然而，這種限制非常有限，因為這些類直流信號可能會突然爆發出重要的更高頻率、更寬帶寬的活動，例如當結構突然斷裂或發生地震時。

因此，就非常需要對類直流信號具有極低漂移并具有良好高頻性能的前端放大器。幸運的是，拓撲結構和設計的改進使零漂移放大器 IC 的開發成為可能，這種 IC 的工作范圍覆蓋直流到更高頻率，基本上消除了偏移、參數漂移和 1/f 噪聲。

本文將以 [Analog Devices] (ADI) 的元器件為例介紹零漂移放大器，包括規格、參數和問題，然后探討如何實現零漂移放大器的功能，以及改善放大器和相關信號鏈性能的方法。

處理非零漂移的問題

漂移是基線性能的改變，主要但不完全是由于傳感器和模擬前端 (AFE) 電路中的各種熱效應。實現近零漂移的傳統解決方案是使用斬波穩定放大器，它能將低頻信號（通常稱為直流信號）調制為更容易控制和濾波的高頻信號；隨后由放大器進行輸出級解調，恢復為原始但經過放大的信號。這種方法行之有效，并且已成功應用多年。

請注意，“直流信號”用詞略有不當，“近直流”會更準確。如果是真正的直流信號，則值恒定，不會有承載信息的變化；然而，我們關注的恰恰是信號的緩慢變化。不過，通常仍然使用“直流信號”一詞。

斬波穩定的一個替代方案是“自動歸零”法。這種方法采用動態校正來達到類似的結果，但性能方面的權衡略有不同。零漂移運算放大器可以使用斬波法、自動歸零法或這兩種方法的組合來消除不必要的低頻誤差源。同樣也有一個術語小問題：“零漂移”一詞略有誤導性：雖然這些放大器確實有極低的、非常接近零的漂移，但并不是完全為零，只是非常接近。每種方法都有利有弊，適合的應用場合各不相同：

• 斬波使用信號調制和解調，具有較低的基帶噪聲，但也會在斬波頻率及其諧波處產生噪聲偽影。
• 而自動歸零使用采樣保持電路，適用于更寬的頻帶應用，但由于噪聲“折返”到頻譜的基帶部分，有更多的帶內電壓噪聲。
• 先進的零漂移放大器 IC 結合了這兩種方法，兼具兩種方法的優勢。這種 IC 管理噪聲頻譜密度 (NSD)，以降低基帶噪聲，同時最大限度地減少高頻誤差，如紋波、毛刺和互調失真 (IMD)（圖 1）。

圖 1：每種類型的模擬放大器都有獨特的典型噪聲頻譜密度 (NSD)；零漂移放大器兼具自動歸零和斬波穩定型方法的 NSD 性能，以產生更可接受的方案。（圖片來源：Analog Devices）

從斬波開始

斬波穩定放大器（也稱為斬波放大器或“斬波器”）使用斬波電路分解（斬波）輸入信號，以便可以像處理調制交流信號一樣進行處理。然后在輸出端將信號解調為直流信號，以提取原始信號。

通過這種方式，可以放大極小的直流信號，而大幅減少不想要漂移的影響，使其接近為零。斬波調制將誤差調制到更高的頻率，從而使偏移和低頻噪聲從信號內容中分離出來，進而最大限度減少或通過濾波清除。

斬波操作細節在時域中很容易理解（圖 2）。輸入信號 (a) 被斬波信號 (b) 調制成方波。該信號在輸出端 (d) 被解調 (c) 回直流。放大器中固有的低頻誤差（紅色波形）在輸出端被調制 (c) 成方波，然后 (d) 由低通濾波器 (LPF) 濾波。

圖 2：基本斬波法的輸入信號 V 在 （藍色）和誤差（紅色）在 (a) 輸入、(b) V1、(c) V2 和 (d) V出去的時域波形。（圖片來源：Analog Devices）

頻域分析也有指導意義（圖 3）。輸入信號 (a) 被調制到斬波頻率 (b)，在 f斬波的增益級經過處理，在輸出端解調回直流 (c)，最后通過 LPF (d)。放大器的偏移和噪聲源（紅色信號）通過增益級進行直流處理，通過輸出斬波開關 (c) 調制到 f 斬波 ，最后由 LPF (d) 濾波。由于采用方波調制，因此約在調制頻率的奇數倍進行調制。

圖 3：信號（藍色）和誤差（紅色）在 (a) 輸入、(b) V1、(c) V2 和 (d) V出去處的頻域頻譜也是一個重要視角。（圖片來源：Analog Devices）

當然，沒有任何設計是完美的。從時域和頻域圖可以看出，由于 LPF 并非完美的“固若金湯”，因此調制噪聲和偏移會產生一些殘余誤差。

前進到自動歸零

自動歸零是一種動態校正方法，工作原理是對放大器中的低頻誤差源進行采樣并減除。基礎自動歸零放大器包括放大器（偏移和噪聲無法避免）、開關（用于重新配置輸入和輸出）以及自動歸零采樣電容器（圖 4）。

圖 4：基礎自動歸零放大器配置，顯示了用于重新配置信號路徑的開關，可在電容器上捕獲放大器的固有誤差。（圖片來源：Analog Devices）

在自動歸零階段，電路輸入 ?1與公用電壓短接，自動歸零電容器對輸入補償電壓和噪聲進行采樣。需要注意的是，在這此期間放大器被另一項任務所占用，“無法”放大信號。因此，為了使自動歸零放大器能夠連續工作，必須在所謂的“乒乓”自動歸零中對兩個相同的通道進行交錯處理。

在放大期間，輸入 ?2被接回信號路徑，放大器又可以對信號進行放大。低頻噪聲、偏移和漂移被自動歸零消除。殘余誤差是當前值與之前的誤差樣本之間的差。

由于低頻誤差源在 ?1和 ?2之間變化不大，這種消除法效果很好。然而，高頻噪聲被向下混疊到基帶，導致白本底噪聲增加（圖 5）。

圖 5：噪聲功率頻譜密度由斬波和自動歸零操作形成，如圖所示，（從左到右）自動歸零前、自動歸零后、斬波后、斬波和自動歸零后。（圖片來源：Analog Devices）

先進的自動歸零 IC 放大器性能優異，在關鍵的偏移、漂移和噪聲規格方面，通常比“非常好”的精密運算放大器高出一到兩個數量級。因此，雖然他們的數值顯然不是零，但卻非常接近于零。

例如，[ADA4528]單通道、軌至軌 (RTR)、零漂移放大器，其最大補償電壓為 2.5 μV，最大補償電壓漂移僅為 0.015 μV/°C，電壓噪聲密度為 5.6 nV)/√Hz（f = 1 kHz，增益為 +100 時），以及 97 nV 峰峰 （f = 0.1 Hz 至 10 Hz，增益為 +100 時）。另一款 [ADA4522]單通道 RTR 零漂移放大器，其最大補償電壓為 5 μV，最大補償電壓漂移為 22 nV/°C，電壓噪聲密度為 5.8 nV/√Hz（典型值），0.1 Hz 至 10 Hz 時為 117 nV 峰峰 （典型值），同時輸入偏置電流為 50 pA（典型值）。

偽影使其不夠“完美”

盡管斬波在消除不想要的偏移、漂移和 1/f 噪聲方面效果很好，但它本身會產生不需要的交流偽影，如輸出紋波和毛刺。然而，由于仔細檢查了每個偽影的根本原因，然后使用先進或復雜的拓撲和工藝方法，Analog Devices 的零漂移產品大幅減少了偽影的幅度，并在更高的頻率下定位了偽影，在系統層面上更容易進行濾波。這些偽影包括：

紋波 ：斬波調制法的一個常見后果，將低頻誤差轉移到斬波頻率的奇數次諧波。放大器設計人員采用許多方法來減少紋波的影響，包括：

• 生產偏移微調：進行一次初始微調可以大幅減少標稱偏移，但偏移、漂移和 1/f 噪聲仍然存在。
• 斬波和自動歸零相結合：放大器首先自動歸零，然后進行斬波，將增加的噪聲頻譜密度 (NSD) 上調到更高的頻率（如上圖所示的斬波和自動歸零后的噪聲頻譜）。
• 自動校正反饋 (ACFB)：可以采用局部反饋回路來感測輸出端的調制紋波，并在其源頭將低頻誤差清零。

毛刺 ：由斬波開關的電荷注入不匹配造成的瞬態尖峰。這些毛刺的幅度取決于許多因素，包括源阻抗和電荷失配的程度。

毛刺尖峰不僅在斬波頻率的偶次諧波處造成偽影，而且還產生與斬波頻率成比例的殘余直流偏移。圖 6（左圖）顯示了這些尖峰在 V1 的斬波開關內和 V2 的輸出斬波開關后的樣子。在斬波頻率的偶次諧波上出現的額外毛刺偽影由有限的放大器帶寬引起（圖 6，右圖）。

圖 6：V1（斬波開關內）和 V2（斬波開關外）處電荷注入產生的毛刺電壓（左圖）；V1 和 V2 的有限放大器帶寬引起的毛刺（右圖）。（圖片來源：Analog Devices）

正如紋波一樣，放大器設計人員設計并實施了巧妙而有效的方法，以減少零漂移放大器中毛刺的影響。

• 電荷注入微調：可以向斬波放大器的輸入端注入可微調電荷，以補償電荷失配，從而減少運算放大器輸入端的輸入電流量。
• 多通道斬波：這不僅降低了毛刺幅度，而且還將其移至更高的頻率，使濾波更容易。此方法導致更頻繁產生毛刺，但與簡單地以更高的頻率進行斬波相比，毛刺幅度更小。

在典型的零漂移放大器(A) 與ADA4522 的比較中，可以清楚地看到多通道斬波的演示，后者使用該技術來顯著減少毛刺的影響（圖7）。

圖 7：由于改進后的斬波法產生的噪聲毛刺較小，因此 ADA4522 將電壓尖峰降低到本底噪聲。（圖片來源：Analog Devices）

從單獨的放大器到系統性能

要有效應用寬帶零漂移放大器，需要仔細考慮系統級問題以及放大器。了解殘余頻率偽影在頻譜中的位置以及它們的影響至關重要。

規格書中通常會說明斬波頻率，但并非總是如此，也可通過觀看噪聲頻譜圖來確定斬波頻率。例如，ADA4528 規格書明確指出斬波頻率為 200 kHz，也可從噪聲密度圖（圖 8）中看出這一數據。

圖 8：ADA4528 的噪聲密度圖顯示了該器件規格書中指定的相同斬波頻率規格 200 kHz。（圖片來源：Analog Devices）

ADA4522 規格書指出，斬波頻率為 4.8 MHz，偏移和紋波校正回路的工作頻率為 800 kHz。圖 9 的噪聲密度曲線圖顯示了這些噪聲峰值。在 6 MHz 處還有一處噪聲激增，這是由于統一增益時回路的相位裕量減少，但這并非零漂移放大器所特有的現象。

圖 9：ADA4522 噪聲密度圖不僅顯示了斬波頻率，還包括各種來源引起的其他噪聲峰值。（圖片來源：Analog Devices）

設計人員應該記住，規格書中標注的頻率為典型值，可能會因零件而異。因此，需要兩個斬波放大器用于多個信號調節通道的系統設計應使用雙放大器。這是因為兩個單體放大器的斬波頻率可能略有不同，而這又會相互作用并產生額外的 IMD。

其他系統層面設計條件包括：

• 匹配輸入源阻抗：瞬時電流毛刺與輸入源阻抗相互作用，導致差分電壓誤差，有可能引起斬波頻率倍數的額外偽影。為了最大限度地減少這種潛在的誤差源，應將斬波放大器的每個輸入設計成具有相同的阻抗。
• IMD 和混疊偽影：斬波放大器輸入信號可以與斬波頻率 f斬波混合，在它們的和積與差積以及它們的諧波上產生 IMD：f 輸入 ±f 斬波 ，F 輸入 ±2f 斬波 、2F 輸入 ±f斬波等等。產生的這些 IMD 可以出現在感興趣頻帶，特別是當 f輸入接近斬波頻率時。然而，選擇斬波頻率遠大于輸入信號帶寬的零漂移放大器，可以確保在放大器這一級之前將接近 f斬波頻率的可能“干擾因素”過濾掉，從而最大限度減少這個問題。

用模數轉換器 (ADC) 對放大器的輸出進行采樣時，也會混疊斬波偽影。產生的這些 IMD 的具體情況取決于毛刺和紋波的幅度，并且因零件而異，因此通常有必要在 ADC 之前增加抗混疊濾波器以減少這種 IMD。

毫無疑問，要發揮零漂移放大器的全部潛力，濾波至關重要，因為它是在系統層面處理這些高頻偽影的最有效方法。零漂移放大器和 ADC 之間的低通濾波器減少了斬波偽影，避免了混疊。

具有較高斬波頻率的零漂移放大器對 LPF 的要求更寬松，允許更寬的信號帶寬。盡管如此，根據系統和信號鏈需要多少帶外抑制，可能需要高階有源濾波器，而非簡易濾波器。

ADI 擁有各種資源來加速和簡化濾波器設計，包括多反饋濾波器教程 (MT-220) 和聯機 [Wizard]濾波器設計工具。了解這些斬波偽影發生的頻率有助于創建所需的濾波器（圖 10）。

| | 偽影名稱 | 位置 |
| ------------ | ------------------------------------------------------------------------------- |
| 紋波 | f 斬波 , 3f 斬波 , 5f斬波 , ... |
| 毛刺 | 2f 斬波 , 4f 斬波 , 6f斬波 , ... |
| 放大器 IMD | f 輸入 ±f 斬波 ， F 輸入 ±2f 斬波 , 2f 輸入 ±f斬波 , ... |
| 混疊 | f 偽影 ±f 樣本 ， F 偽影 ±2f 樣本 ， F 偽影 ±3f 樣本 , ... |

圖 10：上表匯總了零漂移放大器的噪聲類型及其頻譜位置，是評估所需濾波方式和應用場景的有用指南。（圖片來源：Analog Devices）

榨干最后一點性能

使用優異的元器件和精心的系統設計后，設計人員發現一個問題：殘余誤差源現在很明顯。以前無關緊要或看不見的誤差源現在成了實現頂級性能的限制因素（這就好比一條河遇干旱干涸后，新的河床地貌才首次顯現）。換言之，當一階和二階誤差源被最小化或消除后，三階誤差源就成為問題。

例如，對于零漂移放大器及其模擬信號通道，偏移誤差的一個潛在來源是電路板上的塞貝克電壓。這種電壓出現在兩種不同金屬的交界處，與交界處溫度呈函數關系。電路板上最常見的金屬結點是焊料到電路板的印制線和焊料到元器件的導線。

考慮焊接在印刷電路板（pc 板）上的表面貼裝元器件的橫截面（圖 11）。整個電路板的溫度變化（如 TA1 與 TA2 不同）導致焊點的塞貝克電壓不一致，造成熱電壓誤差，因此降低了零漂移放大器的超低補償電壓性能。

圖11：隨著先進的零漂移放大器顯著減少誤差，諸如熱梯度和塞貝克電壓引起的誤差等不太明顯的來源成為挑戰，必須加以解決。 （圖片來源：Analog Devices）

為了最大限度地減少這些熱電偶的影響，電阻器定位時應使兩端在各種熱源下同等受熱。如果可能，輸入信號路徑必須包含匹配數量和類型的元器件，以匹配熱電偶結點的數量和類型。零歐姆電阻器等偽元器件可用于匹配熱電誤差源（相反輸入路徑上有真正的電阻器）。將匹配的元器件靠近放，并以相同的方式定位，這將確保塞貝克電壓相等，以消除熱誤差。

此外，可能必須使用相同長度的導線，以保持熱傳導的平衡。電路板上的熱源應盡可能遠離放大器的輸入電路。此外，可以用地平面來幫助在整個電路板上散熱，以保持整個電路板的溫度恒定，并減少 EMI 噪聲拾取。

總結

如今的零漂移 IC 性能高度穩定且準確，而實際應用中，在捕捉極低頻率信號時又要求準確性和一致性，因而零漂移 IC 成為 AFE 難題的解決方案。它們解決了在準確放大這些直流信號或接近直流的信號方面長期存在的問題，以及許多需要更高帶寬的情況。構建此類放大器時將目前的兩種方法整合到了單個 IC 中——即斬波穩態法和自動歸零法——設計人員可以從兩種方法的優勢中受益，這也極大減少了偽影和不足。