第一部分介紹了信道容量的概念及其對帶寬和信噪比的依賴性;第二部分簡要總結了不同類型的調制方案;第三部分討論了共享通信信道的方法，包括與信號強度可變性相關的一些問題。本部分考慮了數字通信接收機設計中用于處理動態范圍管理和頻率轉換問題的一些架構權衡。

系統約束：在數字通信系統中，接收器電路的功能是恢復發送的信號并對其進行處理以引入解調器，然后解調器恢復構成發送的消息的數字比特。如最后一部分所示，當信號通過傳輸介質時，信號恢復的障礙顯現出來。這些“損傷”可包括信號衰減，反射，失真和“干擾源”（共享傳輸介質的其他信號）的引入。傳輸損傷的性質是介質（無線，同軸電纜或雙絞線），使用的通信方案（TDMA，FDMA，CDMA等）以及發送器/接收器對的特定情況的強大功能。 （距離，地理，天氣等）。無論如何，重要的接收機設計考慮因素在所有接收機中都存在一定程度，只是程度不同。在本討論中，將使用兩個示例來說明各種接收器設計問題。圖1顯示了兩個非常不同的系統的發射機輸出和接收機輸入的信號頻譜的相關部分：GSM蜂窩電話應用（圖1a和1b）和ADSL雙絞線調制解調器應用（圖1c和1d）。

GSM使用FDMA（頻分多址）和TDMA（時分多址）的組合進行復用和用于調制的正交相移鍵控的變化。在1b中，幅度顯著降低 - 距發射器的距離的結果。此外，還存在幾個強干擾信號 - 來自附近頻段中其他蜂窩發射機的信號，這些信號在物理上比所需的發射機更接近接收機。

本例中的ADSL調制解調器（圖1c）使用FDMA分離上行和下行信號，并在多個獨立的頻率倉中發送其信號，每個頻率倉都有自己的QAM（正交幅度調制）星座（離散多音）或DMT調制）。 ADSL信號被雙絞線衰減;衰減是頻率的強大功能。另外，存在“干擾源”。這在專用線系統中看起來可能是異常的，但實際上干擾源是調制解調器泄漏回接收器的雙工（在相反方向上行進）信號。這通常被稱為近端回波，對于長線，它可能比接收信號強得多（圖1d）。

這兩個例子說明了接收機處理電路的關鍵功能：

靈敏度表示接收器捕獲弱信號并將其放大到允許解調器恢復發送比特的能力。這涉及增益功能。如本系列第3部分所述，信號強度可能會有很大差異，因此通常需要一定程度的可變或可編程增益。在接收器中實現增益的方式通常需要在噪聲，失真和成本之間進行權衡。低噪聲設計要求盡可能早地在信號鏈中實現增益;這是電路設計的基本原理。當計算系統中各種噪聲源的噪聲貢獻時，每個分量的等效噪聲被稱為系統中的一個點，通常是輸入參考輸入（RTI）噪聲。任何給定分量的RTI噪聲貢獻是分量的噪聲除以輸入和分量之間的總信號增益。因此，信號路徑中增益越早，產生大量噪聲的階段越少。

不幸的是，立即獲取大量收益存在障礙。首先是失真。如果信號存在大干擾信號（圖1b，1d），則增益不能超過大信號開始產生失真的點。失真的開始由各種元件規范描述，包括THD（總諧波失真），IP3（三階交調截點：信號強度的虛擬測量，其中增益的三階失真能量的功率階段與基本信號能量一樣強，IM3（衡量三階互調產物中的功率）等。對于A / D轉換器或數字處理，滿量程的“削波”會產生嚴重的失真。因此，在實現所有期望的增益之前，通常必須衰減這些強信號（下面討論）。

成本是影響信號鏈中增益發生的另一個限制因素。作為一般經驗法則，高頻信號處理比低頻或基帶信號處理更昂貴（以美元和功率計）。因此，包括頻率轉換的系統通常被設計為試圖在IF或基帶頻率上實現盡可能多的所需增益（見下文）。因此，為了優化信號路徑中增益的位置，必須同時權衡噪聲，失真，功耗和成本的限制。

用于評估增益級的規范包括可用增益（線性）比率或dB）以及元件噪聲的一些描述，無論是RTI噪聲頻譜密度（單位為nV /√Hz）還是噪聲系數（基本上，輸出的噪聲比率除以通過輸入端的噪聲，對于給定的阻抗水平）。

選擇性表示接收機在存在不需要的干擾信號時提取或選擇所需信號的能力，其中許多干擾信號可能比所需信號強。對于FDMA信號，通過利用可以阻擋不需要的信號并傳遞所需信號的鑒別濾波器進行濾波來實現選擇性。與增益一樣，濾波通常在較低頻率下更容易。這具有直觀感;例如，以1 MHz中心頻率實現的200 kHz帶通濾波器要求比以1 GHz為中心的相同200 kHz濾波器低得多的Q值。但是在某些高頻范圍內，使用陶瓷或表面聲波（SAW）濾波器等專用濾波器技術，濾波有時會更容易。

如上所述，在信號路徑的早期需要濾波。減弱強干擾。這種濾波器需要結合所需的頻率響應和低噪聲。濾波器的品質因數包括帶寬，阻帶抑制，通帶平坦度和過渡帶的窄度（通帶和阻帶之間的區域）。濾波器響應形狀將主要由通信信道的信道間隔和信號強度變化決定。大多數FDMA蜂窩標準尋求通過避免在相同或相鄰的單元中使用相鄰頻率信道來緩解濾波器要求，以允許更寬的過渡帶和更低Q（更便宜）的濾波器。

部分選擇性問題是調整 - 改變所需頻道的能力，因為在大多數應用中，感興趣的信號可以是多個可用頻帶中的任何一個。調諧可以通過改變濾波器帶通頻率來實現，但更常見的是作為混音操作的一部分實現（見下文）。

頻率規劃（混合）：根據無線電傳輸特性和帶寬的可用性來選擇無線電頻率，以用于給定服務，例如FM無線電或蜂窩電話。如前所述，高射頻下的信號處理往往既昂貴又困難。此外，這種增加的麻煩似乎是不必要的，因為在大多數情況下，實際信號帶寬最多只有幾百kHz。因此，大多數無線電接收器使用頻率轉換將信號載波降低到更低，更易管理的頻率，以用于大多數信號處理。最常見的頻率轉換方法是混頻器（圖2）。

混頻意味著使用非線性運算，通常將輸入信號和參考振蕩器信號相乘，以在和頻和差頻上產生光譜圖像。例如：如果我們將900 MHz的RF信號與890 MHz的振蕩器“混合”，則混頻器的輸出將具有1790 MHz（頻率之和）和10 MHz（它們的差值）的能量。 10-MHz信號成為10-MHz 中頻（IF）的感興趣信號，而和頻率很容易被濾除。如果振蕩器頻率增加到891 MHz，它會將901 MHz的RF信號轉換為IF;因此，通過使用固定頻率帶通濾波器改變振蕩器頻率并將輸出調諧到IF，可以實現通道選擇或調諧。

然而，當將900 MHz RF與890-MHz本地振蕩器（LO），RF信號上存在的任何880-MHz干擾也將被轉換為10 MHz的差頻。顯然，在“圖像”頻率為880MHz的任何RF信號必須在進入混頻器之前被抑制到遠低于所需信號的電平。這表明需要一個通過900 MHz并停止880 MHz的濾波器，其轉換頻帶為中頻的兩倍。這說明了IF選擇的一個權衡因素：較低的IF更容易處理，但RF鏡像抑制濾波器設計變得更加困難。混頻器的品質因數包括增益，噪聲和失真規范，如用于增益級的規格，以及對振蕩器信號輸入的要求。

處理圖像拒絕問題的其他機制超出了這種短暫處理的范圍。值得一提的是，由于其廣泛使用，因此正交下變頻。輸入信號的同相和正交表示被分開混合并以一種方式組合，以對感興趣的信號產生相長干涉，并對不需要的圖像頻率產生相消干涉。正交混頻需要兩個（或更多）信號處理通道在幅度和頻率響應方面匹配良好，因為不匹配會使不需要的圖像信號泄漏到輸出中。

均衡：與簡單衰減相比，現實世界的傳輸信道通常對信號產生更嚴重的影響。其他信道偽像包括頻率相關的幅度和相位失真，多徑信號干擾（在移動/蜂窩應用中普遍存在），以及來自接收機處理電路的頻帶限制/符號間干擾。許多接收器系統具有“均衡”電路，其提供信號處理，試圖反轉信道損傷以使信號更像理想的發送信號。它們可以像PAM系統中的高頻升壓濾波器一樣簡單，也可以像DMT ADSL系統中使用的自適應時域和頻域均衡器一樣復雜。隨著容量限制將系統架構推向更復雜的調制方案，模擬和數字域中的均衡技術越來越復雜。

分集：在移動應用中，干擾來自移動發射機的模式可以改變基站接收機處的信號強度，使信號在某些條件下難以或不可能恢復。為了幫助減少這種情況發生的可能性，許多基站用兩個或多個接收天線實現，這些接收天線由一小部分RF波長隔開，使得一個天線處的相消干擾應該代表另一個天線上的相長干擾。這種多樣性以復制電路為代價改善了接收。分集信道不需要緊密匹配（正交信道需要匹配），但系統必須具有信號處理電路以確定選擇哪個分集路徑。 相控陣接收器將分集概念發揮到極致，將來自接收器陣列的信號與適當的相位延遲相結合，故意在多個信號路徑之間產生相長干涉，從而提高接收器的靈敏度。 / p>

傳統接收器設計圖3a說明了GSM接收器路徑的可能架構，圖3b說明了ADSL調制解調器的架構。如前所述，接收電路的任務是提供信號調節以準備輸入信號以引入解調器。該信號調節的各個方面可以通過數字或模擬處理來完成。這兩個例子說明了相當傳統的方法，其中大部分信號處理在模擬域中完成，以降低A / D轉換器的性能要求。在兩個示例中，解調本身以數字方式完成。這并不總是必要的;許多更簡單的調制標準可以用模擬模塊解調。然而，數字解調架構正變得越來越普遍，并且對于復雜的調制方案（如ADSL）來說都是必需的。

圖3a中所示的GSM接收器信號路徑說明了交替增益和濾波器級的使用。提供所需的選擇性和靈敏度。通過改變第一本地振蕩器LO1的頻率來完成通道選擇或調諧。在IF頻率處應用可變增益和更多濾波。這是一種窄帶IF系統，設計為在IF處理中僅存在單個載波。 IF信號向下混合到基帶，在那里它再次被濾波并饋送到sigma-delta A / D轉換器。在數字域中應用更多濾波，并對GMSK信號進行數字解調以恢復發送的比特流。

ADSL接收器具有不同的要求。不需要頻率轉換，因為信號使用相對較低的頻率（直流至1.1 MHz）。第一個塊是“混合”，這是一種特殊的拓撲結構，用于從強發射信號中提取弱接收信號（成為干擾信號 - 見圖1d）。在增益階段之后，濾波器嘗試衰減回聲（其頻率波段與所需信號不同。）在濾波器之后，使用可變增益級將信號提升到盡可能大的水平之前。應用于A / D轉換器進行數字化。在該系統中，在解調信號之前在時域和頻域中進行均衡。此示例顯示了以數字方式進行均衡（在A / D轉換器之后），更容易實現所需的自適應濾波器。

新的扭曲接收器“走向數字化”：VLSI技術的進步正在使更復雜的接收器架構變得切實可行;它們可以實現更高的流量密度和更大的靈活性 - 甚至是能夠處理多種調制標準的接收器。這種發展的一個重要趨勢是在數字領域中進行越來越多的信號處理。這意味著A / D在信號鏈中“向前移動”，更靠近天線。由于在A / D之前完成了較少的增益，濾波和頻率轉換，因此對分辨率，采樣頻率，帶寬和失真的要求顯著提高。

調制解調器中這種復雜性的一個例子是使用回聲消除。圖1d的頻譜顯示了支配接收信號動態范圍的強干擾。在調制解調器的情況下，這種干擾不是隨機信號，而是調制解調器向上游發送的雙工信號。由于該信號是已知的，因此可以使用信號處理來合成接收線上的預期回波，并從接收信號中減去它，從而消除其干擾。不幸的是，回聲強烈依賴于線路阻抗，線路阻抗因用戶而異 - 甚至隨天氣而變化。為了合理地消除回聲，必須實現某種自適應循環。這種自適應性在數字域中更容易實現，但它需要具有足夠動態范圍的ADC來同時數字化弱接收信號和回聲;在ADSL的情況下，這表明具有1.1MHz帶寬的16位A / D轉換器。 （例如，AD9260）。作為對具有足夠精確的回聲消除器的更高性能水平的重要獎勵，上游和下游數據可以同時占用相同的頻率，大大增加了調制解調器的容量，特別是在長線路上。

在GSM，有各種先進接收器的方法。隨著ADC在信號鏈中向前移動，它不必捕獲直流周圍的基帶信號，而是必須將IF信號數字化，通常在70 MHz至250 MHz的范圍內。由于感興趣的帶寬僅為幾百kHz，因此在500 MHz下運行ADC是不必要的（也是不合需要的）;相反，使用欠采樣。如果ADC的時鐘頻率為20 MHz且感興趣的信號為75 MHz，則信號將混疊至5 MHz（= 4 x 20 - 75）MHz;實際上，ADC的欠采樣操作就像一個混頻器。與混頻器一樣，存在圖像問題，因此需要在ADC之前濾除65 MHz（= 3 x 20 + 5 MHz）和85 MHz（= 4 x 20 + 5 MHz）的信號內容。 （冬季可用的AD6600雙通道增益范圍ADC在這里很有用）。

蜂窩接收器的更大進步是實現寬帶接收器。在圖3b所示的例子中，通過改變LO頻率并在IF信號處理中使用非常選擇的濾波器來選擇感興趣的單載波。寬帶無線電（即將推出）旨在將所有載波數字化，從而允許以數字方式實現調諧和信號提取功能。這對ADC的性能提出了嚴格的要求。如果要將15 MHz寬的蜂窩頻段數字化，則需要30-40 MSPS的ADC采樣率。此外，為了處理近/遠問題，轉換器動態范圍必須足夠大以同時數字化強信號和弱信號，而不會削弱強信號或丟失轉換器量化噪聲中的弱信號。寬帶無線電的轉換器要求隨蜂窩標準而變化 - 從12位，美國AMPS標準（AD9042）的40 MSPS到18位，GSM的70 MHz。這種實現的巨大優勢使得權衡取舍成為可能;一個接收器可用于同時捕獲多個傳輸，并且由于完成了選擇濾波，因此數字可編程濾波器和解調器可用于支持多標準接收器。在無線電行業的術語中，這是向“軟件無線電”的轉變，其中大多數無線電處理都是數字化的。