所有的信號都遵循從驅(qū)動端，經(jīng)由信道/夾具到達接收端的路徑。由于信道的帶寬是有限的，并且在傳輸路徑中反射、串?dāng)_或其他噪聲源的影響，接收端的信號質(zhì)量會大大下降導(dǎo)致誤碼率極高，影響通信質(zhì)量。

因此我們需要在發(fā)送端或者接收端對信號質(zhì)量進行補償以減少信號失真對通信性能的影響。補償技術(shù)主要分成加重和均衡兩大類。預(yù)/去加重是作用在發(fā)送端對信號進行預(yù)失真以應(yīng)對信道影響；均衡器是作用在接收端對信號失真進行補償。

對于信號質(zhì)量來說，眼圖是最直觀的觀測工具，圖1利用力科示波器對比了均衡前后信號眼圖，很明顯看出經(jīng)過均衡后的信號“眼睛”張開了。

圖1.1 經(jīng)過信道的信號

圖1.2 均衡后的信號

一、加重技術(shù)

由于信道的帶寬是有限的以及傳輸線的趨膚效應(yīng)，使得高頻信號經(jīng)過信道介質(zhì)后衰減比低頻信號大。因此加重技術(shù)用在發(fā)送端來彌補信號高頻和低頻部分的幅度不平衡。加重技術(shù)包含預(yù)加重和去加重兩種。預(yù)加重（Pre-Emphasis）技術(shù)是在信號的每一個跳變時刻（包含高頻部分）對信號的高頻部分進行增強，從而彌補高頻信號相對更大的衰減；相對應(yīng)的，去加重（De-Emphasis）技術(shù)降低信號跳變以外的低頻部分幅度，同樣能達到高低頻部分幅度平衡的目的。通常，預(yù)/去加重電路數(shù)學(xué)特性可以由N階FIR濾波器來表征。

圖2

FIR濾波器通過對輸入信號不同頻率成分進行系數(shù)加權(quán)處理，可以改變高/低頻幅度從而實現(xiàn)預(yù)/去加重。

圖3

圖4

圖5

圖3~圖5是利用力科示波器以及自帶SDA軟件對預(yù)加重的效果進行模擬，圖3是做過預(yù)加重處理的原始波形，可以看到信號上升沿（即高頻部分）比低頻部分幅值大。圖4是未經(jīng)過信道的眼圖，圖5是經(jīng)過10英寸背板的信號眼圖。可以看到預(yù)加重抵消了信道的影響。

二、均衡技術(shù)

通常來說，均衡技術(shù)主要包含CTLE（連續(xù)時間線性均衡）、FFE（前饋均衡）以及DFE（決策反饋均衡）三種。

1CTLE(Continuous Time Linear Equalizer)

CTLE是一個模擬均衡器，類似一個高通濾波器，以補償信道中高頻衰減。以PCIE3.0協(xié)議規(guī)范為例，典型的數(shù)學(xué)表達式為：

利用CTLE調(diào)節(jié)高頻/低頻的衰減，頻響示意圖如圖6，標(biāo)紅色點為零點，藍色點為極點。

可以明顯看出在低頻的時候衰減是幾乎不變的，隨著頻率增高并越過零點后，衰減逐漸減少。兩個極點之間有一個最大值，之后衰減又會增大。因此可以利用的頻段便是前兩段，通過配置零點和極點的值來確定信號中需要補償衰減的頻率范圍，DC gain用來設(shè)置衰減幅值。通常像PCIE、USB、DP等高速串行協(xié)議，協(xié)會會在規(guī)范書中規(guī)定CTLE的零點、極點、DC gain值。

圖6

圖7示意圖可以顯示CTLE對信道函數(shù)的補償作用，紅色線為信道函數(shù)，呈現(xiàn)低通特性，綠色線為CTLE響應(yīng)曲線，藍色線為補償后的響應(yīng)曲線。可以看出補償后的響應(yīng)曲線在較寬的頻率范圍內(nèi)都呈現(xiàn)平穩(wěn)的特性。

圖7

利用力科示波器SDA軟件來仿真CTLE對經(jīng)過20in背板的PRBS信號進行均衡的結(jié)果，右圖為未經(jīng)過均衡的信號，左圖為經(jīng)過均衡的信號：

圖8

可以看到原始信號因為受到信道低通特性影響，出現(xiàn)高頻部分衰減大的現(xiàn)象，眼圖中有“雙眼皮”的現(xiàn)象，引起極大的ISI；而經(jīng)過CTLE均衡以后的眼圖質(zhì)量得到極大的改善。從SDA軟件測量抖動結(jié)果來看，經(jīng)過CTLE均衡后信號的ISI抖動降低了約三分之二。

2FFE（Feed Forward Equalizer）

FFE通過改變前后比特對當(dāng)前比特的影響來補償ISI。FFE的數(shù)學(xué)特性跟加重一致，也可以由FIR濾波器來表征，如下公式所示：

其中P是前置系數(shù)的個數(shù)，N是濾波器系數(shù)的個數(shù)。

在力科示波器SDA仿真軟件中，F(xiàn)FE的參數(shù)訓(xùn)練算法是Levenberg–Marquardt，以減小眼圖中心高電平和低電平的范圍為最小化目標(biāo)來訓(xùn)練濾波器參數(shù)。在ISI較大的時候，眼圖中會存在多個眼睛的現(xiàn)象或者眼圖凹陷，因此眼圖高電平和低電平的范圍會很寬。因此基于Levenberg-Marquardt的算法能夠盡量使眼圖張開。

圖9

利用力科示波器對PRBS7信號經(jīng)過20in背板后的眼圖進行仿真，并利用SDA軟件加載FFE對信號進行均衡。可以從圖9看到加載FFE后的信號眼圖張開了，并且利用示波器游標(biāo)功能對眼圖中心高電平幅度變化進行測量可以得到FFE均衡將高電平的范圍縮小了約一半。

3DFE（Decision Feedback Equalizer）

DFE屬于非線性均衡，可以很好的適用于急劇變化的色散信道。通過減輕前面符號對當(dāng)前符號的影響，從而減少當(dāng)前符號的失真。

圖10

如圖10，輸入對應(yīng)比特序列101的信號脈沖經(jīng)過帶限信道以后，在相同采樣時刻，由于b[n-2]脈沖拖尾長，對b[n-1]產(chǎn)生了影響。將導(dǎo)致紫色曲線上經(jīng)過信道后的0比特電平比原始b[n-1]的0比特電平高很多，容易引起誤判。DFE可以將b[n-2]處的碼元信息延遲反饋到輸入信號，反饋機制可以減掉適當(dāng)?shù)碾娖街担涂梢栽黾诱_判斷概率。

與FFE前饋控制不同，DFE采取反饋的控制方式。工作流程如下圖：

圖11

DFE包含量化器、反饋濾波器以及決策器。在物理實現(xiàn)電路中，量化器功能類似于1bit ADC，對輸入信號進行采樣。反饋濾波器會將采樣后的數(shù)據(jù)延遲并加權(quán)后補償?shù)捷斎胄盘栔小Ｗ詈鬀Q策器會進行邏輯判決。

利用力科示波器對經(jīng)過15in FR4 PCB板的10Gb/s信號進行DFE均衡仿真，得到恢復(fù)后的信號，如下圖：

圖12

圖12中左邊為原始經(jīng)過15in PCB信號，右邊為經(jīng)過DFE均衡器后的信號，信號質(zhì)量明顯得到改善。

三、小結(jié)

許多高速串行協(xié)議采取多個均衡或加重技術(shù)相結(jié)合的方式，以保證更好的信號質(zhì)量，如PCIE3.0或以上/DP UBHR采用了CTLE+DFE均衡方案；SERDES采用了Emphasis+CTLE的方案。用戶可以根據(jù)協(xié)議規(guī)定的均衡技術(shù)和對應(yīng)參數(shù)來進行配置。在非標(biāo)的高速協(xié)議中，用戶可以利用力科示波器SDA分析軟件中自帶的均衡仿真器對信號質(zhì)量進行調(diào)試，以得到滿意的均衡參數(shù)。

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