交錯式多相轉換器或同步降壓轉換器通常用于為微處理器供電。然而，這些設計的電感中通常具有較大的紋波電流，因此轉換器的開關損耗相對較高。降低開關損耗的一種替代方法是在多相轉換器中使用耦合扼流圈拓撲。耦合扼流圈在不增加輸出紋波電壓的情況下降低相位紋波，從而提高電源效率。此外，耦合扼流圈拓撲和較低的漏感的組合也將改善轉換器的瞬態響應。

介紹

當今高性能微處理器的電源需要具有快速瞬態響應的大電流、低壓 DC-DC 轉換器。這些電源必須在 100V 及以下電壓下提供超過 1A 的電流。此外，它們必須以納秒為單位響應負載電流變化。此外，在負載變化期間，電源的輸出電壓必須保持在較窄的調節邊界內。但是，允許少量輸出電壓“下降”，使得當負載電流增加時，輸出電壓在調節邊界內略有下降。

同步降壓轉換器通常用于為微處理器供電。這些轉換器通常將總線轉換器的 12V 輸入降壓至 1.0V 或更低。然而，降壓轉換器需要更高的穩態電平和對負載變化的快速瞬態響應。為了實現這種性能，一個小電感器允許快速電流斜坡，并可以減小輸出電容的尺寸。然而，這種方法存在一個問題：電感值小會導致電感中的紋波電流較大，轉換器的開關損耗更高。

交錯式多相轉換器可顯著消除輸出電容器中的紋波電流。這使得設計人員能夠在不影響紋波電壓的情況下降低輸出電容的電容。或者，它們可以降低每相電感，以便電源更快地響應負載電流變化。盡管如此，這種設計仍然存在問題。隨著非耦合多相降壓轉換器中每相電感的降低，相位紋波電流也會增加。同樣，開關損耗和銅損耗也會增加。

另一種方法是在多相轉換器中使用耦合扼流圈拓撲。這種設計通過降低相同輸出紋波電壓下的相位紋波來防止開關損耗的任何增加。此外，如果使用漏感較低的耦合扼流圈，轉換器的瞬態響應也可以得到改善。

耦合扼流圈拓撲

目前有許多行業標準的多相降壓控制器和轉換器。本文使用MAX8686控制器比較多相轉換器中耦合扼流圈和非耦合扼流圈拓撲的性能。兩個MAX8686控制器將用于組成一個兩相降壓轉換器。

MAX8686為電流模式、同步PWM降壓型穩壓器，集成MOSFET。該控制器采用 4.5V 至 20V 輸入電源工作，并提供 0.7V 至 5.5V 的可調輸出電壓，同時每相提供高達 25A 的電流。控制器可配置為單相和多相操作。對于多相工作，MAX8686可以工作在主或從模式。

圖1說明了兩種方法：采用耦合扼流圈和非耦合扼流圈拓撲的兩相轉換器。LOUT_WINDING1和 LOUT_WINDING2可以是耦合扼流圈的兩個繞組或兩個物理上獨立的電感器。對于耦合扼流圈，兩個繞組的連接方式（即同相或異相）非常重要。

使用MAX8686的原型板如圖2所示。轉換器的工作頻率為400kHz;輸入電壓為12V，輸出電壓為1.2V，最大額定電流為50A。該轉換器在 +40°C 時可提供高達 70A 的電流，氣流低至 200 LFM。

圖1.帶耦合扼流圈的兩相降壓轉換器原理圖注意異相連接的繞組極性。此處所示的繞組極性可產生最佳性能。在插圖中，兩個電感器也用于減少磁耦合。現在極性無關緊要。

圖2.帶有兩個MAX8686 PWM控制器和一個耦合扼流圈的原型板可在50.1V輸出電壓下提供2A的最大電流。

涉及電感器的問題

使用兩個電感器的電感電流波形和LX電壓波形如圖3所示。兩個電感器是 Vishay 型號 0.56μH-IHLP-4040DZ-11。?

電感電流組合在輸出電容器中。圖 3b 和 3c 顯示了 使用帶有兩個繞組的耦合扼流圈的轉換器的波形相同。本例中使用的耦合扼流圈是BI Technologies HM00-07559LFTR，其自感為0.6μH（典型值），漏感為0.3μH（最小值）。圖3b中的波形顯示了耦合扼流圈繞組異相連接時的電感電流。圖3c顯示了繞組同相連接時的電流波形。不建議使用同相連接，因為它會增加相電流，降低轉換器的效率。

圖3a顯示，使用兩個獨立的電感時，每相只有一個電流脈沖通過每個電感。這與圖3b和3c相比，圖3b和40c在耦合扼流圈下每個開關周期有兩個電流脈沖。然而，當第二相導通時，繞組的同相連接會導致電流減小而不是增加。當繞組以耦合扼流圈方式異相連接時，紋波電流被抵消。兩個獨立的電感器如何連接并不重要，因為它們之間沒有互感。圖<>d中的波形顯示了在<>A負載電流下，耦合扼流圈和繞組異相連接的相電流。

圖 3a

帶兩個扼流圈的兩相板。

通道1：主LX電壓;通道2：從LX電壓;

通道3：主電感電流;通道4：從屬電感電流;

VIN = 12V; VOUT = 1.2V/no load.

圖 3b

帶耦合扼流圈的兩相板，異相。

通道1：主LX電壓;通道2：從LX電壓;

通道3：主電感電流;通道4：從屬電感電流;

VIN = 12V; VOUT = 1.2V/no load.

圖 3c

帶耦合扼流圈的兩相板，同相。

通道1：主LX電壓;通道2：從LX電壓;

通道3：主電感電流;通道4：從屬電感電流;

VIN = 12V; VOUT = 1.2V/no load.

圖 3d

帶耦合扼流圈的兩相板，異相。

通道1：主LX電壓;通道2：從LX電壓;

通道3：主電感電流;通道4：從屬電感電流;

VIN = 12V; VOUT = 1.2V/40A.

圖3.各種扼流圈組合的波形顯示了轉換器性能的差異。在3a和3b中，分別使用分立電感器和耦合電感演示兩相板。在3c和3d中，耦合扼流圈性能分別顯示在同相和異相連接中。注意：當耦合扼流圈同相連接時，紋波電流增加，效率降低。不建議使用此設計

輸出電感的選擇對于效率和瞬態響應優化非常重要。其值是根據允許的電感紋波電流量計算的。較大的電感可以降低紋波電流并提高效率，前提是扼流圈的直流電阻不增加。但是，較大的電感值將增加電感器的尺寸，因為較大的值將需要更多的電線。但是，為了保持電阻值恒定，必須使用更大直徑的導線，從而使電感器更大。

如果使用較大值的電感，則輸出電感的電流壓擺率將在負載瞬變期間減慢。LIR定義為每相紋波電流與負載電流之比。受損的 LIR 值范圍為 0.2 到 0.5。當使用更多相位來利用紋波電流消除時，LIR可能會更高。因此，為了確保最佳的LIR，所選電感應具有低直流電阻，飽和電流應大于峰值電感電流。如果電感的直流電阻用于檢測輸出電流，則電流檢測信號應具有足夠的幅度，用于MAX8686的電流模式工作。建議使用10mV （最小值）的信號電平，以避免對噪聲敏感。

涉及電容器的問題

輸入電容器既用于降低從直流輸入源汲取的峰值電流，又用于降低由電路開關引起的噪聲和紋波電壓。輸入電容必須滿足開關電流施加的紋波電流要求。應使用低 ESR（等效串聯電阻）鋁電解、聚合物或陶瓷電容器，以避免在輸出端發生大階躍負載變化期間輸入端出現大電壓瞬變。應仔細檢查制造商提供的紋波電流規格，以防溫度降額。溫度升高 10°C 至 20°C 是可以接受的。額外的小值低ESL（等效串聯電感）陶瓷電容器可以并聯使用，以減少任何高頻振鈴。

輸出電容的關鍵選擇參數是實際電容值、ESR、ESL 和額定電壓要求。這些參數會影響整體穩定性、輸出電壓紋波和瞬態響應。輸出紋波電壓有三個分量：輸出電容器中存儲的電荷變化、ESR兩端的壓降以及電流流入和流出電容器引起的ESL。下面給出了用于選擇電容器的設計公式。

設計計算

起始條件

VIN = 12V; VOUT = 1.2V; IOUT = 50A; η = 0.85

工作頻率 = 400kHz;N = 2

N = 相數;η = 效率系數

電感值計算

首先計算轉換器的功耗和輸入電流：

POUT = VOUT × IOUT PIN = POUT/η PDISS = PIN - POUT 60W = 1.2V × 50A 70.58W = 60W/0.85

因此：

PDISS = 10.58W (70.58W - 60W) IIN(av) = PIN/VIN = 70.58W/12V = 5.882A

接下來，計算輸出電感值：

LIR = 電感紋波電流因數 = ΔI/I外= 0.2

現在求解 ΔI →0.2 × I外（這在輸出紋波計算中是必需的。

最接近的自耦電感值為0.56μH，其直流電阻為0.0017Ω。

峰值電流計算

輸入電容 （C在） 計算

N × D = 0.235，對于 N × D < 1

其中IN(RMS)是流經輸入電容的RMS紋波電流。

輸出紋波電壓 （V脈動） 計算

假設：

ESR= （2.5/6） × 10-3（輸出電容器的ESR）

ESL = （1/6） × 10-9（ESL減去輸出電容的寄生電感）

COUT= 600μF

計算 VRIPPLE：

因此，全V脈動電壓為：

VRIPPLE (COUT) + VRIPPLE (ESL) + VRIPPLE (ESR)

因此：

VRIPPLE = approximately 10mV

耦合扼流圈拓撲的性能改進

圖4a和4b顯示了具有耦合扼流圈和兩個獨立電感的轉換器的瞬態負載比較。耦合扼流圈方法可顯著改善瞬態響應，因為耦合扼流圈中的瞬態負載僅受漏感限制，而不受自感的限制。這種設計沒有降低相位電感。

圖 4a

具有兩個獨立電感器的兩相板。

瞬態負載;

通道2：O/P電壓;

VIN = 12V; VOUT = 1.2V/5A–25A–5A.

圖 4b

帶耦合扼流圈的兩相板，異相。

瞬態負載;

通道2：O/P電壓;

VIN = 12V; VOUT = 1.2V/5A–25A–5A.

圖4.圖中的波形顯示了兩個獨立電感（4a）和一個耦合電感（4b）的異相瞬態響應。

圖5a和5b中的波形顯示了使用這兩種方法滿載時的輸出紋波電壓。圖6中的曲線比較了兩相轉換器的非耦合和耦合版本的效率。耦合扼流圈同樣提高了效率。耦合扼流圈的空載電流會更大，這就是為什么耦合扼流圈方法在輕負載條件下效率較低的原因。在較高負載下，耦合扼流圈拓撲可提供更高的效率。

圖 5a.

圖 5b.

圖5.耦合電感（耦合扼流圈，5a）的輸出紋波遠小于使用兩個獨立電感（獨立扼流圈，5b）的設計的紋波。

圖6.耦合電感的轉換器效率在重負載下更好。對于輕負載，兩個獨立的電感器可提供稍高的效率。