前言：不對稱諧振半橋反激變換器（AHB）應用在隔離型的直流轉直流領域，通過占空比調整半橋開關的高端開關的占空比實現對輸出電壓的控制，通過使用占空比調節方法，所以比較適合在寬輸入輸出范圍工作，比對稱半橋諧振正激變換器（LLC）有更寬的增益調節能力因而適合在需要寬范圍輸出的應用，如工業用電池充電器、USBPD充電器等領域使用。

由于變壓器副邊僅有一個繞組和二極管進行整流，當變換器的輸出功率提升到200W以上時，也會受到反激變換器的性能限制，即：副邊整流二極管或同步整流器MOSFET會流過很大的峰值電流，輸出側電容也會承受較大的紋波電流，導致變換器的損耗增加，同時劣化輸出側直流的紋波電流和紋波電壓。 在應用在USBPD3.1的場景上，需要變換器能滿足從5~48V的寬范圍調壓輸出，并且全范圍輸出電流都在5A規格。 因此，當輸出電壓在30V以上時，輸出功率就已經大于150W，此種情況使用AHB（不對稱諧振反激變換器）的效率就離開了最佳效率工作區間。 但是如果使用諧振半橋正激變換器（LLC），通過使用調頻控制的方式能實現全范圍的ZVS工作。 但是LLC的特性是很難適應寬輸出范圍工作。

下圖是一個典型的LLC變換器的控制頻率F和系統DC增益G的曲線，可見LLC變換器可以在較窄的增益范圍上進行調節，通常設計為（1.25~0.75），在這段增益范圍內，只需要通過調節LLC變換器的半橋工作頻率即可實現。 如果需要進一步拉低增益范圍可以在控制策略上加入丟波或跳周期等方法，但是這些操作的引入都會降低變換器的轉換效率。

如果要使用LLC變換器解決約十倍的超寬范圍輸出，則還需要在LLC的直流輸出上再增加一級BUCK/BOOST變換器來擴展其輸出范圍，這樣帶來了體積和成本的明顯升高，可見目前方案的框架。

因此提出諧振半橋混合正反激變換器的控制策略，通過在副邊增加一個MOSFET的Q3開關管來切換不對稱諧振半橋反激和對稱半橋諧振正激的工作模式。在需要輸出5~48V的約十倍的寬范圍時，可以將30~48V（或是高壓重負載范圍）的大功率工作范圍放在LLC諧振半橋正激上，通過調節頻率的方式來實現寬范圍穩壓和調節。然后把5~30V（或是低壓輕負載范圍）的中小功率工作范圍放在AHB不對稱諧振反激激上，通過占空比和頻率的調節來實現寬輸出范圍的調節，通過兩個變換器的組合工作模式來實現約10倍的輸出電壓調節和全范圍ZVS的高效率工作。解決當前LLC+BUCK的兩級方案成本高，體積大的問題，并解決了AHB方案在的更大功率輸出場景上轉換效率低和紋波電流大的問題。

通過監測諧振電流過零點信號并用該過零信號去復位積分器的輸出，然后在積分器的輸出達到所設定的半橋開關導通時間長度后積分器自動復位。 然后把積分器前后兩次自動復位的時間長度作為半橋開關管的HG和LG的驅動信號，通過D觸發器進行二次分頻來實現，再增加HG和LG的死區時間后，輸出到驅動模塊，去驅動實際的半橋開關管進行工作。 在LLC工作模式時，控制單元控制導通副邊開關Q3，使變壓器的副邊的兩個繞組都能進行整流模式工作，此時諧振半橋以控制諧振電流過零后的開關開通時間的方法實現調頻控制實現對輸出電壓的閉環調節。 上述LLC的頻率控制模塊的實現方法可見下圖：由一個可復位的積分器構建，在電路上可使用固定的電流源對電容充電，復位時通過導通開關釋放電容上的電壓實現復位。 在數字控制里可用以一固定節拍累加的計數器實現，復位時就是清零計數器的值。 積分器的復位信號有兩個：分別是諧振電流過零點的標志和積分器的輸出值大于設定值自動復位的標志。 積分器的輸入是電壓環的輸出，該輸入量用來決定積分器的輸出值的上升速度，可以簡單的理解為當輸入值越高時，積分器的輸出值增大的速度越快，達到自動復位點所需的時間越短。 反之，當積分器的輸入越小則輸出增加的速度越慢，達到自動復位點所需的時間長度越長。 使用最高開關頻率減去電壓環的輸出后實現控制方向倒向，即電壓環的輸出越大，則輸入到積分器的值越小，所以兩次積分器自動復位的時間間隔越長，通過上訴方法實現對頻率的控制。

LLC控制核心：

其中LLC的頻率控制模塊的時序圖可見：CH1為積分器的輸出，CH2為諧振電流過零信號，CH3為諧振電流波形，CH4為兩路半橋驅動信號。 從下圖可見：積分器的輸出值從零開始增加，此時D觸發器把PWM信號置高或者拉低取決于當前的輸出狀態，當諧振電流過零信號ZCD產生后，積分器的輸出值被復位到零，然后積分器繼續從零開始積分，積分器的輸出值從0開始增加，并以電壓環的輸出所設定的上升速度增加， 直到積分器的輸出達到復位設定點1.0（或其它設定值）后復位到零，然后把積分器的輸出值大于1（或其它設定值）的模塊的高電平輸出到D觸發器，改變當前狀態的的輸出（置高或者拉低）。 下一個周期，控制模塊繼續重復上訴工作，由于D觸發器的分頻功能，所以驅動信號將從HG改為LG，或是從LG改為HG來實現對諧振半橋的驅動控制。 這里通過改變積分器的輸出斜率的方法來實現對LLC的變頻控制。

下圖是展示了當負載變化時電壓環的輸出改變并影響積分器的輸出值變化斜率，從而改變開通導通時間實現調頻穩壓的過程。 在初始階段可以看到積分器的輸出值斜率更高（CH1）對應著系統以較高的開關頻率運行，隨著電壓環的輸出（CH2）從開始從高處開始下降，積分器的輸出值的斜率開始減低，對應著系統的開關頻率逐漸降低，直到重新達到新的穩態工作點。

當變換器的輸出電壓降低到30V以下時，僅依靠諧振半橋正激變換器（LLC）的頻率調節功能很難實現低增益穩壓，若引入PWM和burst等方法會提升損耗降低變換器的效率，因此當以LLC調頻工作無法繼續調節輸出電壓時，就可以把LLC改為AHB模式工作。 控制單元把副邊開關管Q3驅動信號拉低，阻斷變壓器的一個繞組的電流通路，此時就僅有一個繞組和二極管存在通路，變換器改變為AHB不對稱諧振反激的形態工作。 可見下圖：

兩種控制器的切換邏輯為：當電壓環的控制輸出的無量綱數在0.55時對應的積分器的輸出值的最大上升斜率，也就是LLC變換器的最高開關頻率，同時如果輸出電壓也低于30V時，兩者同時成立后，經一段時間的閾值判定后，轉為AHB控制模式。 等HG和LG都處于關閉狀態時，拉低副邊變壓器繞組開關管Q3。 如果輸出電壓的高于30V，并且在AHB模式下高端開關管的驅動信號HG占空比大于45%（對應著AHB模式最大占空比，電壓環的輸出無量綱數在0.45），兩者同時成立并經一段時間的閾值判斷后，轉為對稱開關的LLC模式，等HG和LG都處于關閉狀態時，置高副邊變壓器繞組開關管Q3。

在LLC模式中，通過選定的諧振參數可以計算出滿足傳輸功率的最低開關頻率，從而得到積分器的輸出從0上升到復位點所需的時間對應的積分器的輸入值。在LLC模式進行閉環控制，把電壓環輸出的無量綱數轉換為調頻積分器的輸入量。電壓環的輸出范圍是0~1.0，可以把1.0放在最低開關頻率上，0.55放在最高開關頻率，0.55~0.5使用固定開關頻率burst等輕負載模式工作。

在AHB模式，電壓環輸出的無量綱數轉為控制流過變壓器的電流信號VCS的峰值。 與在LLC模式不同，LLC模式只控制流過變壓器電流的過零點后的開通時間，電流信號的峰值僅做OCP保護使用。 在AHB模式，流過變壓器的電流峰值決定了輸出電壓和傳輸功率，可以使用下式簡單得到：Io = 0.5 * Np *(Ipk + Ineg)，因此根據匝比和最大輸出電流即可計算得到在AHB模式下最大正向峰值電流設定值Ipk_set，把電壓環的無量綱數（范圍為0.05~ 0.45）乘以最大負載時的變壓器電流峰值即可得到在AHB模式下的變壓器電流峰值設定點：Ipk-set = Vloop * Ipk_max，即可實現對AHB變換器的閉環控制。 控制框圖可見：

運行時序：

此時電壓環的輸出范圍是0~0.5。在0.5~0.05使用峰值電流模式，在0.05~0直接使用burst輕負載模式工作。電壓環的輸出和系統的工作模式可見下圖所示：

AHB模式的HG的開關控制使用電壓環控制流過變壓器電流的峰值，LG的開通時間為了保證高端開關的ZVS，需要通過下式來計算時間：TLG = ((Iset - Ineg)*Lmag)/(Vout * Np)。

當LG的開通時間達到計算值后，則關閉LG，并在插入死區時間后開啟HG，實現AHB的峰值電流和可變頻率的工作模式。 由于AHB僅需通過調節占空比即可實現寬輸出電壓，就可以完成5~30V的輸出電壓范圍調節，兩種控制方案結合起來就可以實現十倍寬范圍和全范圍ZVS工作的高效率的電源轉換應用。

小結：通過混合不對對稱半橋和對稱半橋諧振變換器的控制能降低系統的體積和成本，在一級變換器上通過控制策略就能實現十倍寬輸出范圍和全范圍ZVS工作的高效率的隔離DCDC應用。