圖1所示為基于MAX1744/5控制器IC的簡(jiǎn)化降壓轉(zhuǎn)換器，具有異步整流功能。由于二極管的關(guān)斷特性，主開關(guān)（Q1）的導(dǎo)通開關(guān)損耗取決于開關(guān)頻率、輸入環(huán)路的走線電感（由C1、Q1和D1組成）、主開關(guān)MOSFET的柵極電荷（米勒電容）以及控制IC的驅(qū)動(dòng)能力。本應(yīng)用筆記將詳細(xì)分析導(dǎo)通開關(guān)損耗以及選擇開關(guān)P溝道MOSFET的標(biāo)準(zhǔn)。

圖1.基于MAX1744控制IC的典型異步降壓轉(zhuǎn)換器

圖2顯示了Q1的典型波形。在Q1導(dǎo)通期間，柵極電壓Vg，先充電。一旦達(dá)到閾值電壓，Q1導(dǎo)通，Q1的漏源電壓Vds降低。同時(shí)，Q1和Id的漏極電流增加。在此時(shí)間間隔內(nèi)發(fā)生導(dǎo)通交叉?zhèn)鲗?dǎo)損耗。根據(jù)走線電感，考慮三種情況，LTR:

圖2.Q1和二極管電壓VD的典型開關(guān)波形。

情況一：走線電感相對(duì)較小。漏極電流達(dá)到輸出電流Io，在漏源電壓達(dá)到零之前。

情況二：走線電感具有臨界值，當(dāng)漏極至源極電壓為零時(shí)，漏極電流同時(shí)達(dá)到零。

情況三：走線電感相對(duì)較大，因此漏極至源極電壓變?yōu)榱愫舐O電流達(dá)不到輸出電流。

在上述三種情況下，情況I的開關(guān)損耗最高，而情況III的開關(guān)損耗最低，如圖2所示。案例 I 在 Id 和 Vds 之間產(chǎn)生最高的重疊。在我們開始分析之前，Q1的米勒電容放電所需的時(shí)間由下式給出：

其中 Qg是米勒電荷，Rg是Q1、R的柵極電阻d是 MOSFET 驅(qū)動(dòng)器的導(dǎo)通電阻，Vd是驅(qū)動(dòng)器和V的電源電壓T是Q1的閾值電壓。

圖3給出了導(dǎo)通轉(zhuǎn)換的等效電路，其中CGD是米勒電容，壓控電壓源表示漏極對(duì)源極電壓的放電，VDS.

圖3.用于導(dǎo)通開關(guān)轉(zhuǎn)換的等效電路。

漏極電流的時(shí)間段，Id，充電至輸出電流，Io，由下式給出，

從等式（1）和等式（2），我們有，因?yàn)榻o定我

o和 V在，有幾種方法可以使 ΔT1 ≥ ΔT。首先，選擇米勒電荷較少、柵極電阻更小、柵極閾值電壓更小的Q1。第二，提高M(jìn)OSFET驅(qū)動(dòng)器的電源電壓，第三，增加走線電感。不鼓勵(lì)第三種選擇，因?yàn)樵趯?dǎo)通開關(guān)轉(zhuǎn)換后可能會(huì)出現(xiàn)振蕩。這是因?yàn)樵陂_關(guān)轉(zhuǎn)換完成后，存儲(chǔ)在走線電感中的能量將隨著二極管的結(jié)電容振蕩以耗散能量。因此，具有較高電源電壓和較低導(dǎo)通電阻的MOSFET驅(qū)動(dòng)器將最大限度地降低導(dǎo)通傳導(dǎo)損耗。另一方面，一旦布局和驅(qū)動(dòng)器固定，選擇具有較少米勒電荷和較低閾值電壓的MOSFET將最大限度地減少導(dǎo)通交叉?zhèn)鲗?dǎo)損耗。

需要指出的是，導(dǎo)通開關(guān)損耗包括兩部分：一部分是上述導(dǎo)通交叉導(dǎo)通損耗，另一部分是Q1輸出電容的放電損耗。后者是固定的損耗量，與驅(qū)動(dòng)能力和布局參數(shù)無關(guān)。利用MAX1744評(píng)估板獲得的參數(shù)得到ΔT的比值1/ΔT 等于 0.4，在案例 I 類別中，LTR假設(shè)為 15nH，Qg= 10nC， Rg= 2Ω 和 VT= 3V。如果我們從NDS1切換Q9407（Qg= 電源編號(hào)，Rg= 電源編號(hào)），Si9407，一個(gè)具有 Q 的 FETg= 3nC 和 Rg= 1Ω，比值ΔT1/ΔT 等于 0.77。圖3顯示了在同一評(píng)估板上使用NDS9407和Si9407的效率比較。從圖2中可以明顯看出，在所有負(fù)載條件下，效率都提高了約1%。如果 Rd減半，ΔT1/ΔT 等于 1.03，就開關(guān)損耗而言，這是首選。對(duì)于MAX1744常見的高輸入電壓應(yīng)用（輸入電壓>提供一個(gè)數(shù)字），導(dǎo)通交叉?zhèn)鲗?dǎo)損耗比Q1輸出電容的放電損耗更明顯。

圖 4a.12V輸入和3.3V輸出時(shí)的效率比較。

圖 4b.12V輸入和5V輸出時(shí)的效率比較。

審核編輯：郭婷