作者：Sridhar Gurram, Oliver Brennan, and Tim Wilkerson

長(zhǎng)期以來(lái)，在 MP3 播放器、個(gè)人媒體播放器、數(shù)碼相機(jī)和其他便攜式消費(fèi)類(lèi)應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)高性能和低功耗一直是設(shè)計(jì)人員面臨的挑戰(zhàn)。這些電池供電系統(tǒng)通常采用嵌入式數(shù)字信號(hào)處理器（DSP），以便在處理多媒體應(yīng)用時(shí)實(shí)現(xiàn)最大處理能力，在睡眠模式下實(shí)現(xiàn)最低功耗。電池壽命在手持式電池供電產(chǎn)品中至關(guān)重要，因此其成功與否直接關(guān)系到電源系統(tǒng)的效率。

降壓DC-DC開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器是此類(lèi)系統(tǒng)的關(guān)鍵組件，可有效地從較高電壓（例如1.4 V）獲得低電源電壓（例如5 V）。作為穩(wěn)壓器，它必須保持恒定電壓，快速響應(yīng)上游電源或負(fù)載電流的變化。我們將在這里討論一種提供良好調(diào)節(jié)、高效率和快速響應(yīng)的架構(gòu)。

開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器剖析

圖1所示為使用ADI公司低占空比、2102 MHz、同步降壓轉(zhuǎn)換器ADP3的典型應(yīng)用電路。它提供多種固定輸出和電阻可編程電壓選項(xiàng)。它以固定電壓配置連接，從 0.8V 輸入電壓產(chǎn)生穩(wěn)定的 5.5V 輸出并驅(qū)動(dòng) 300mA 負(fù)載。接下來(lái)將提供一個(gè)電阻可編程應(yīng)用示例。

圖1.ADP2102連接后，從0.8 V輸入產(chǎn)生5.5 V輸出。

以下是電路操作的簡(jiǎn)要說(shuō)明：將直流輸出電壓的一小部分與誤差放大器中的內(nèi)部基準(zhǔn)進(jìn)行比較，誤差放大器的輸出與電流檢測(cè)放大器的輸出進(jìn)行比較，以驅(qū)動(dòng)單觸發(fā)，該電流導(dǎo)通一段時(shí)間取決于VOUT/VIN比。單觸發(fā)打開(kāi)上部門(mén)控晶體管，電感L1中的電流斜坡上升。當(dāng)單次超時(shí)時(shí)，晶體管關(guān)閉，電流斜坡下降。在由最小關(guān)斷定時(shí)器和最小（“谷值”）電流確定的間隔后，單次再次脈沖。片內(nèi)單觸發(fā)定時(shí)器采用輸入電壓前饋，以在穩(wěn)定狀態(tài)下保持恒定頻率。

這種振蕩無(wú)限期地持續(xù)（大約3 MHz，但根據(jù)需要偏離以響應(yīng)瞬態(tài)線路和負(fù)載變化），將輸出電壓保持在編程值，平均電感電流保持在輸出負(fù)載所需的值。

上述方法相對(duì)較新。多年來(lái)，DC-DC轉(zhuǎn)換的主要方法是恒定頻率峰值電流方法，在降壓DC-DC轉(zhuǎn)換器中實(shí)現(xiàn)時(shí)也稱(chēng)為后沿調(diào)制。

ADP2102還包括欠壓鎖定、軟啟動(dòng)、熱關(guān)斷、短路保護(hù)和±1%反饋精度。這種架構(gòu)允許主開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間低至或低于60 ns。

圖2顯示了各種條件下的典型波形。圖2a顯示了伴隨從V大幅降低電壓而來(lái)的低占空比在= 5.5 V 至 V外I 時(shí)為 0.8 V負(fù)荷= 600 mA。從圖中可以看出，開(kāi)關(guān)頻率為45 MHz時(shí)，實(shí)現(xiàn)的最小導(dǎo)通時(shí)間為3 ns。

圖2b顯示了負(fù)載電流階躍增加300 mA時(shí)的負(fù)載電流和電感電流。

圖2c顯示了負(fù)載電流階躍降低300 mA時(shí)的負(fù)載電流和電感電流。

圖2d顯示，當(dāng)器件以50%占空比工作時(shí)，沒(méi)有次諧波振蕩，這對(duì)于使用峰值電流模式控制的器件來(lái)說(shuō)是一個(gè)問(wèn)題。這種不受次諧波振蕩影響的情況也適用于略大于或小于50%的占空比值。

圖 2a. V在= 5.5 V， V外= 0.8 V，最小導(dǎo)通時(shí)間 = 45 ns。

圖 2b.正負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（I負(fù)荷= 300 mA）。

圖 2c.負(fù)負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（I負(fù)荷= 300 mA）。

圖 2d.占空比 = 50%, VIN = 3.3 V, VOUT = 1.8 V, ILOAD = 300 mA.

DSP應(yīng)用中的動(dòng)態(tài)電壓調(diào)整

在采用數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）的便攜式應(yīng)用中，開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器通常提供DSP的內(nèi)核電壓和I/O軌。兩種電源都需要專(zhuān)為電池應(yīng)用設(shè)計(jì)的高效率DC-DC轉(zhuǎn)換器。提供內(nèi)核電壓的穩(wěn)壓器必須能夠根據(jù)處理器的時(shí)鐘速度或軟件的指示動(dòng)態(tài)改變電壓。較小的整體解決方案尺寸也很重要。

這里描述的是系統(tǒng)電源效率的改進(jìn)，可以通過(guò)用外部高效穩(wěn)壓器替換Blackfin處理器的內(nèi)部穩(wěn)壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)電池供電應(yīng)用。還介紹了用于外部穩(wěn)壓器的控制軟件。

動(dòng)態(tài)電源管理

處理器的功耗與工作電壓的平方成正比（V核心） 并與工作頻率 （F ） 成線性比例西 南部).因此，降低頻率將線性降低動(dòng)態(tài)功耗，而降低內(nèi)核電壓將呈指數(shù)級(jí)降低。

當(dāng)DSP只是監(jiān)視活動(dòng)或等待外部觸發(fā)時(shí)，在功耗敏感型應(yīng)用中改變時(shí)鐘頻率（而不是電源電壓）非常有用。然而，在高性能電池供電的應(yīng)用中，僅改變頻率可能無(wú)法節(jié)省足夠的功率。Blackfin處理器和其他具有高級(jí)電源管理功能的DSP允許內(nèi)核電壓隨著頻率變化而變化，從而為每種情況尋求電池的最佳負(fù)載。

ADSP-BF53x系列Blackfin處理器中的動(dòng)態(tài)電壓調(diào)節(jié)通常通過(guò)內(nèi)部電壓控制器和外部MOSFET實(shí)現(xiàn)。這種方法的優(yōu)點(diǎn)是，可以將單個(gè)電壓（VDDEXT）施加到DSP子系統(tǒng)，而DSP則從MOSFET獲得必要的內(nèi)核電壓（VDDINT）。內(nèi)部寄存器允許通過(guò)軟件控制穩(wěn)壓內(nèi)核電壓，以便協(xié)調(diào)MIPS以及最終消耗的能量，以實(shí)現(xiàn)最佳的電池壽命。

為了完全實(shí)現(xiàn)這種內(nèi)部Blackfin穩(wěn)壓器方案，需要一個(gè)外部MOSFET、一個(gè)肖特基二極管、一個(gè)大電感器和多個(gè)輸出電容——這是一種相對(duì)昂貴的解決方案，效率較差，使用相對(duì)較大的PCB面積。使用集成穩(wěn)壓器所需的大電感器和電容器會(huì)使系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員與消費(fèi)者對(duì)便攜式設(shè)備盡可能小的愿望發(fā)生沖突。除了集成穩(wěn)壓控制器的效率相對(duì)較低（通常為50%至75%）外，這種方法還不適合高性能、手持式電池供電應(yīng)用。

外部監(jiān)管

Blackfin集成方法的原生效率可以通過(guò)設(shè)計(jì)現(xiàn)代DC-DC開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器提高到90%或更高。使用外部穩(wěn)壓器時(shí)，外部元件的尺寸也可以減小。

有多種動(dòng)態(tài)電壓調(diào)節(jié)（DVS）控制方案可供選擇，從開(kāi)關(guān)電阻（在某些情況下可以使用DAC實(shí)現(xiàn)）到脈寬調(diào)制（PWM），可以實(shí)現(xiàn)與內(nèi)部方法一樣精細(xì)的粒度。無(wú)論使用哪種方案，都必須提供通過(guò)軟件控制改變調(diào)節(jié)電平的能力。雖然這種調(diào)節(jié)控制方法是內(nèi)部穩(wěn)壓器方法所固有的，但必須在外部方法中添加。

本文介紹兩種調(diào)整DSP內(nèi)核電壓的方法，即當(dāng)處理器以降低的時(shí)鐘速度運(yùn)行時(shí)，使用ADP2102同步DC-DC轉(zhuǎn)換器將內(nèi)核電壓動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)至1.2 V至1.0 V的值。

采用2102.0 V至8.2 V電池供電時(shí)，高速同步開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器ADP7可將內(nèi)核電壓調(diào)節(jié)至低至5.5 V。其恒定導(dǎo)通時(shí)間、電流模式控制和 3MHz 開(kāi)關(guān)頻率可提供出色的瞬態(tài)響應(yīng)、極高的效率以及出色的線路和負(fù)載調(diào)節(jié)。高開(kāi)關(guān)頻率允許使用超小型、多層電感器和陶瓷電容器。ADP3采用節(jié)省空間的3 mm × 2102 mm LFCSP封裝，僅需三個(gè)或四個(gè)外部元件。功能齊全，包括欠壓鎖定、短路保護(hù)和熱關(guān)斷等安全功能。

圖3所示為實(shí)現(xiàn)DVS的電路。ADSP-BF533 EZ-KIT Lite?評(píng)估板上的3.3 V系統(tǒng)電源為ADP2102降壓轉(zhuǎn)換器供電，該轉(zhuǎn)換器的輸出電壓使用外部電阻分壓器R1和R2設(shè)置為1.2 V。DSP 的 GPIO 引腳用于選擇請(qǐng)求的內(nèi)核電壓。改變反饋電阻可將內(nèi)核電壓調(diào)節(jié)至1.2 V至1.0 V。N 溝道 MOSFET 通過(guò)插入電阻 R3 與 R2 并聯(lián)來(lái)修改分壓器。IRLML2402的0.25歐姆RDSon與R3相比很小。3.3 V GPIO電壓用于驅(qū)動(dòng)MOSFET柵極。需要前饋電容CFF，以獲得更好的瞬態(tài)性能和更好的負(fù)載調(diào)整率。

圖3.ADP2102的動(dòng)態(tài)電壓調(diào)節(jié)，采用外部MOSFET和Blackfin PWM控制。

兩電平切換的一般應(yīng)用要求是：

DSP 內(nèi)核電壓 （V出1） = 1.2 V

DSP 內(nèi)核電壓 （V出2） = 1.0 V

輸入電壓 = 3.3 V

輸出電流 = 300 mA

高阻值電阻用于最大限度地降低通過(guò)電阻分壓器的功率損耗。前饋電容降低了開(kāi)關(guān)期間柵極至漏極電容的影響。通過(guò)使用較小的反饋電阻和較大的前饋電容，可以最大限度地減少此轉(zhuǎn)換期間引起的過(guò)沖和下沖，但前提是額外的功耗。

圖4所示為輸出電流，我外、輸出電壓、V外和控制電壓，VSEL.低電平VSEL將輸出電壓調(diào)整至 1.0 V，并在VSEL將其縮放至1.2 V。

圖4.用一個(gè) MOSFET 調(diào)制底部反饋電阻。

為DVS產(chǎn)生兩種不同電壓的更簡(jiǎn)單方法使用控制電壓VC，通過(guò)附加電阻將電流注入反饋網(wǎng)絡(luò)。調(diào)整控制電壓的占空比會(huì)改變其平均直流電平。因此，可以使用單個(gè)控制電壓和電阻來(lái)調(diào)節(jié)輸出電壓。以下公式用于計(jì)算電阻R的值2/ 13，以及控制電壓幅值，VC_LOW和 VC_HIGH.

		(1)
		(2)

跟V外1= 1.2 V，V外2 = 1.0 V，VFB= 0.8 V，VC_LOW= 3.3 V，VC_HIGH= 0 V 和 R1= 49.9 科姆，R2和 R3可以按如下方式計(jì)算

		(3)
		(4)

這種方法會(huì)產(chǎn)生更平滑的過(guò)渡。任何可以驅(qū)動(dòng)阻性負(fù)載的控制電壓都可以用于此方案，而MOSFET開(kāi)關(guān)方法只能與可以驅(qū)動(dòng)容性負(fù)載的控制信號(hào)源一起使用。這種方法可以調(diào)整為任何輸出電壓組合和輸出負(fù)載電流。因此，可以通過(guò)根據(jù)需要調(diào)整內(nèi)核電壓來(lái)降低DSP功耗。圖 5 顯示了上述方案的實(shí)現(xiàn)。圖6顯示了使用這種電流注入方法的兩個(gè)輸出電壓之間的轉(zhuǎn)換。

圖5.使用控制電壓VC對(duì)ADP2102進(jìn)行動(dòng)態(tài)電壓調(diào)節(jié)。

圖6.用控制電壓調(diào)制底部反饋電阻。

降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器中恒定導(dǎo)通時(shí)間谷值電流模式控制方案的優(yōu)勢(shì)

恒定頻率峰值電流控制方案使用兩個(gè)環(huán)路（即外壓環(huán)路和內(nèi)電流環(huán)路）調(diào)節(jié)高輸入電壓以產(chǎn)生低輸出電壓。控制信號(hào)和輸出之間存在最小的相移，因此允許簡(jiǎn)單的補(bǔ)償。

通過(guò)NMOS主開(kāi)關(guān)的電感電流通常通過(guò)監(jiān)測(cè)主開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)的壓降或放置在主開(kāi)關(guān)輸入和漏極之間的串聯(lián)電阻兩端的壓降來(lái)測(cè)量。在電感電流檢測(cè)期間，開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)上的寄生效應(yīng)會(huì)導(dǎo)致振鈴行為，因此在測(cè)量電感電流之前需要消隱時(shí)間。這減少了主開(kāi)關(guān)在低占空比操作期間保持導(dǎo)通和穩(wěn)定的時(shí)間。圖A顯示了主開(kāi)關(guān)上的電感電流和電流檢測(cè)信號(hào)，包括消隱時(shí)間和導(dǎo)通時(shí)間。

圖A.消隱時(shí)間決定了使用固定頻率、峰值電流模式控制的降壓轉(zhuǎn)換器中的主開(kāi)關(guān)可以實(shí)現(xiàn)的最小導(dǎo)通時(shí)間。

在低占空比操作期間，即當(dāng)輸出與輸入相比非常小時(shí)，主開(kāi)關(guān)導(dǎo)通始終由內(nèi)部時(shí)鐘控制，并且獨(dú)立于反饋環(huán)路。因此，存在最小導(dǎo)通時(shí)間，限制了在較高開(kāi)關(guān)頻率下的操作。此外，由于建立時(shí)間的限制，由于脈沖不夠?qū)挘虼藷o(wú)法檢測(cè)電流。消隱時(shí)間主導(dǎo)主開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間，留給電流檢測(cè)的時(shí)間非常少。在手機(jī)和媒體播放器等便攜式應(yīng)用中，DSP內(nèi)核需要0.9 V量級(jí)的輸出電壓。為了最小化電感器的尺寸并減小整體解決方案的尺寸，需要高開(kāi)關(guān)頻率;但是，使用這種控制方案，很難使用高開(kāi)關(guān)頻率從較高的輸入電壓產(chǎn)生低占空比電壓。

后沿調(diào)制控制的第二個(gè)限制是其較差的瞬態(tài)響應(yīng)。圖B顯示了響應(yīng)負(fù)載電流正負(fù)變化的典型波形。在便攜式應(yīng)用中，必須實(shí)現(xiàn)快速瞬態(tài)響應(yīng)，同時(shí)最大限度地減小輸出電容尺寸和成本。當(dāng)輸出端出現(xiàn)正負(fù)載電流階躍時(shí)，輸出響應(yīng)可以延遲多達(dá)一個(gè)時(shí)鐘周期。在負(fù)負(fù)載電流階躍期間，轉(zhuǎn)換器強(qiáng)制最小寬度的高端導(dǎo)通時(shí)間，由電流控制環(huán)路的速度決定。因此，在負(fù)負(fù)載瞬變期間不可能實(shí)現(xiàn)最小延遲響應(yīng)，并且會(huì)發(fā)生嚴(yán)重的過(guò)沖和下沖瞬變。必須在輸出端增加額外的電容，以使其最小化。

圖 B. 峰值電流模式控制的正負(fù)負(fù)載電流響應(yīng)。

在固定頻率下工作的峰值電流控制轉(zhuǎn)換器的第三個(gè)限制是，占空比大于50%時(shí)的不穩(wěn)定性（圖C）會(huì)導(dǎo)致次諧波振蕩，從而導(dǎo)致平均輸出電流下降，輸出電流紋波增加。占空比大于50%時(shí)，電感電流（ΔIL1）的增加往往會(huì)隨著時(shí)間的推移而增加，從而導(dǎo)致I2（ΔIL2）的增加更大。為了克服這個(gè)問(wèn)題，需要斜率補(bǔ)償或斜坡補(bǔ)償，這增加了設(shè)計(jì)的復(fù)雜性。通常，在電感電流檢測(cè)信號(hào)中增加一個(gè)外部斜坡。

圖 C. 占空比為 >50% 時(shí)固定頻率峰值電流控制轉(zhuǎn)換器的不穩(wěn)定問(wèn)題。

這些問(wèn)題可以通過(guò)使用恒定導(dǎo)通時(shí)間、谷值電流模式控制方案（稱(chēng)為前沿調(diào)制）來(lái)克服，其中主開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間通過(guò)設(shè)計(jì)固定;關(guān)斷時(shí)間根據(jù)谷值電流檢測(cè)信號(hào)進(jìn)行調(diào)制;并且開(kāi)關(guān)周期調(diào)整為等于導(dǎo)通時(shí)間加上關(guān)斷時(shí)間。這種架構(gòu)通過(guò)為主開(kāi)關(guān)提供最短的導(dǎo)通時(shí)間來(lái)促進(jìn)高頻操作，從而允許從較高的輸入電壓輕松產(chǎn)生低壓輸出。

在低壓DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器中，主開(kāi)關(guān)僅導(dǎo)通10%的時(shí)間，而同步開(kāi)關(guān)導(dǎo)通的其余90%時(shí)間。這使得低邊開(kāi)關(guān)電流的采樣和處理比主開(kāi)關(guān)電流更容易。

不是檢測(cè)電感峰值電流來(lái)確定主開(kāi)關(guān)電流，而是在主開(kāi)關(guān)的關(guān)斷時(shí)間內(nèi)對(duì)電感谷進(jìn)行采樣。谷值電流檢測(cè)與恒定導(dǎo)通時(shí)間拓?fù)湎嘟Y(jié)合，可減少環(huán)路延遲，從而實(shí)現(xiàn)更快的瞬態(tài)響應(yīng)。

Ray Ridley（延伸閱讀3）證明，外部斜坡等于電流信號(hào)下降斜率的恒定頻率控制的電流環(huán)路增益與恒定導(dǎo)通時(shí)間系統(tǒng)的電流環(huán)路增益相同。因此，環(huán)路增益隨占空比不變，以實(shí)現(xiàn)恒定導(dǎo)通時(shí)間控制，從而保證了所有條件下的穩(wěn)定性。相反，在恒定頻率峰值電流控制中，環(huán)路增益隨占空比增加而增加，如果使用的外部斜坡時(shí)間不足，則可能導(dǎo)致不穩(wěn)定。

恒定導(dǎo)通時(shí)間、可變關(guān)斷時(shí)間轉(zhuǎn)換器克服了與占空比高于 50% 的固定頻率操作相關(guān)的不穩(wěn)定性問(wèn)題，無(wú)需斜率補(bǔ)償。如果負(fù)載電流增加，則周期開(kāi)始前和周期結(jié)束時(shí)的干擾保持不變，因此，無(wú)論占空比如何，轉(zhuǎn)換器都保持穩(wěn)定。由于這種架構(gòu)沒(méi)有固定時(shí)鐘，因此斜率補(bǔ)償是多余的。

恒定導(dǎo)通時(shí)間、谷值電流控制的顯著優(yōu)勢(shì)之一是能夠限制降壓轉(zhuǎn)換器的短路電流。當(dāng)降壓轉(zhuǎn)換器的輸出短路且高端開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)，輸出電壓變?yōu)榱悖姼袃啥穗妷旱扔赩在.電感電流在t的持續(xù)時(shí)間內(nèi)迅速上升上.電感放電時(shí)間，t關(guān)閉，增加，因?yàn)樗怯?V 決定的外/L，其中 V外實(shí)際上是短路。在電流降至所需的谷值電流限值之前，高端開(kāi)關(guān)不會(huì)再次打開(kāi)。因此，在短路條件下，該控制方案只能提供固定的最大電流。

審核編輯：郭婷