本應用筆記解釋了在非隔離式DC-DC轉換器中實現同步整流時實現最佳性能的優勢以及電路設計中需要的一些額外考慮因素。

在非隔離式 DC-DC 轉換器的最基本圖中，您通常會看到兩個理想開關和一個儲能電感器。在早期設計中，工程師很快意識到一個開關可以用低成本二極管代替;當電感在主開關關斷時間內反轉其電壓并使續流二極管D1正向偏置時，它通過換向在正確的時刻自然導通（見圖1，左）。

圖1.二極管與同步整流的比較。

這種方法在簡單性方面很棒。雖然二極管在循環輸出電流時確實會降低一些電壓，但當輸出電壓相對較高時，這仍然是功率損耗的一小部分。

然而，為了在保持低耗散的同時提高工作速度，處理器和其他IC的輸出電壓已降至1V以下。具有諷刺意味的是，效率問題現在又回到了DC-DC轉換器電源上，因為二極管壓降在輸出電壓中所占的比例要大得多。具有1V輸出的1V二極管壓降消耗的功率與轉換器在關斷時間（1 - D）期間向負載輸送的功率相同。因此，在此期間，轉換器的效率約為50%。這種低效率如何影響轉換器的整體效率取決于輸入/輸出電壓比和導通時間期間的效率。較高的DC-DC輸入-輸出電壓差使問題更加嚴重，相關的關斷時間更長。

壓降最小的理想開關

解決這一困境的方法是嘗試以最小的壓降回到SW2的理想開關。雙極晶體管提供了一種選擇，但MOSFET是顯而易見的選擇。最初，這些僅限于較低電流的應用，因為它們的損耗與電流平方成正比，而二極管只是成正比。這些天，RDS（ON）值如此之低，因此高電流應用也是可行的。MOSFET 總柵極電荷值 （QG） 也下降了，從而顯著降低了驅動器損耗并實現了更高的工作頻率。MOSFET 還具有優勢，因為它們可以作為分立器件或 IC 中的多個芯片并聯，以更低的凈導通電阻和更低的芯片溫度提供成比例的更好性能。它們對 R 具有正溫度系數DS（ON）所以它們自然而然地共享電流。另一方面，二極管可以并聯，但沒有保證均流。當然，MOSFET必須主動驅動開啟和關閉，但只需通過接地參考信號直接反相到主開關，即可集成到控制IC中。一個重要的注意事項：兩個開關永遠不應該一起導通，即使是暫時導通，因為這將是輸入電源兩端的直接短路，可能會損壞半導體和PCB走線。

實際上，控制IC在開關的導通周期之間設置了死區時間，以保證無擊穿。在死區期間，換向仍然發生在MOSFET的本征體二極管上。該二極管通常具有相對較高的正向壓降和較長的反向恢復時間，因此如果允許死區時間過長，它會產生顯著的耗散。通過嚴格控制控制IC內的時序，可以最大限度地減少這些問題。另一種解決方法是將肖特基二極管與MOSFET并聯安裝，使其在體二極管之前導通，盡管會增加解決方案的成本。

圖1提供了一個簡單的比較示例。在這里，使用二極管和同步整流器比較從24V產生5V/2.5A電流的DC-DC轉換器的功率損耗。即使輸出5V，優勢也是顯而易見的;整流器的損耗從0.99W減少到0.4W，減半以上。即使使用肖特基二極管，增益仍然很大。輸出電壓越低，改進效果越大。結果是，功耗較低的同步整流器MOSFET現在可以集成到控制IC中，例如MAX17503，具有較低的總轉換器溫升，在本例中為30°C。或者，對于相同的溫升，可以使用較小的解決方案。

雙向傳導

同步整流器MOSFET與二極管的另一個不同之處在于，它在導通時可以在兩個方向上導電。在正常操作下這不是問題。但是，請考慮以下情況：負載需要多個順序電壓軌，而我們的DC-DC轉換器必須在負載上已經有一些電壓時最后打開，可能通過潛行路徑。DC-DC轉換器通常具有軟啟動功能，在上電后占空比上升到其工作點。這意味著同步 MOSFET 導通時的初始短導通脈沖和長關斷時間。預偏置負載最初具有比 DC-DC 輸出更高的電壓，因此電流回流到 DC-DC 轉換器和 MOSFET，可能會阻止 DC-DC 控制器正確啟動。

這可以通過在啟動階段禁用同步整流來解決，MOSFET的體二極管形成“續流”二極管功能。同樣，這很容易集成到控制IC功能中。啟動期間的額外耗散微不足道。

輕負載操作

MOSFET 的雙向導通能力會影響輕負載操作，并且可能是有益的。查看圖2中的電感電流，在較高負載（上部跡線）下，您會看到平均直流電流I的熟悉形狀O（平均）以及紋波電流，其峰峰值幅度由電感值和占空比設定。當負載變為較低值（較低跡線）時，紋波電流谷值在負載為紋波電流峰峰值的一半時為零。隨著負載的進一步降低，通過二極管整流，電流停止，直到下一個導通周期開始后的某個點，此時電流上升到零以上。這是不連續導通模式 （DCM）。對于MOSFET同步整流器，電流可以雙向流動，因此保持連續導通模式（CCM）。

圖2.通過同步整流連續導通。

DC-DC轉換器可以繼續供電并在DCM中調節，但傳遞函數會發生變化。在 CCM 中，針對帶寬和瞬態性能進行優化的環路在響應緩慢的 DCM 中通常不是最佳的。在CCM中，輸出電壓與占空比D的關系如下：

對于在DCM中運行的降壓轉換器，情況要復雜得多，其中：

在這種情況下，占空比與負載電流的平方根成比例變化。因此，這為轉換器功率級提供了更復雜的傳遞函數。D 現在還取決于實際電感 L 和開關頻率 f西 南部.從性能的角度來看，保持同步整流的CCM顯然是一個更好的選擇。事實上，現代降壓轉換器設計故意允許高紋波電流值，因為環路性能不會成為問題。這使得電感值更小，在成本和大信號壓擺率方面具有優勢。

當輕負載效率是設計限制時，通過禁用同步整流器并失去MOSFET中的開關和負電流傳導損耗來允許非連續模式操作可能是一個不錯的選擇。控制IC可以提供此選項和其他選項;例如，IC可以在輕負載時強制脈沖跳躍模式，其中導通時間保持恒定。在這種稱為脈沖頻率調制（PFM）的模式下，通過在輕負載時有效改變開關頻率來實現調節，以便將足夠的能量傳遞到輸出以保持電壓恒定。開關損耗與頻率成正比，因此在輕負載時，開關損耗會降低，柵極驅動功率會下降，并且由于兩個開關都可以長時間關閉，IC內部的一些電路可能會在一段時間內被禁用，從而節省更多功率。

在圖 3 中，您將看到各種模式下的波形。

圖3.CCM、DCM 和 PFM 操作模式。

帶升壓轉換器的同步整流

將同步整流與升壓和降壓-升壓轉換器結合使用并不是那么簡單。由于整流器沒有接地端子，因此MOSFET驅動不會以地為參考。一個可能更成問題的現象是，在DCM中，控制IC不一定知道存儲的能量已經全部轉移。當這種情況發生在開關周期結束前的某個輕負載上時，二極管將簡單地停止導通。另一方面，MOSFET將開始反向導通。在升壓轉換器中，這會將輸出連接回輸入，從而耗盡輸出電容并降低輸出電壓。通過強制使用可變頻率模式的CCM，甚至檢測流過MOSFET的反向電流并切斷其驅動，可以避免這種情況的方案。不過，這個問題并不重要，因為根據定義，升壓轉換器會產生更高的電壓，而同步整流的好處則不那么重要。

審核編輯：郭婷