作者：Jens Sorensen, Shane O’Meara, and Dara O’Sullivan

這是由兩部分組成的系列中的第 2 部分。第1部分討論了在電機控制應(yīng)用中使用sinc濾波器解調(diào)Σ-Δ編碼數(shù)據(jù)。闡述了同步sinc濾波器脈沖響應(yīng)對脈寬調(diào)制（PWM）的重要性，并提出了同步策略;但是，同步方案使得難以正確配置系統(tǒng)。

在本系列的第2部分中，提出了一種針對同步優(yōu)化的新型sinc濾波器結(jié)構(gòu)。該濾波器可提高需要對反饋鏈進(jìn)行嚴(yán)格定時控制的應(yīng)用中的測量性能。然后，第 2 部分繼續(xù)討論使用 HDL 代碼實現(xiàn) sinc濾波器，以及如何針對 FPGA 實現(xiàn)優(yōu)化濾波器。最后，介紹了在基于FPGA的三相伺服驅(qū)動器上進(jìn)行的測量。

針對同步優(yōu)化的 Sinc 濾波器

如第1部分所述，通過將sinc濾波器脈沖響應(yīng)與PWM正確對齊，可以實現(xiàn)無混疊Σ-Δ測量。雖然該方法很簡單，但很難（在許多情況下甚至不可能）找到提供所需結(jié)果的系統(tǒng)配置。為了說明這一點，假設(shè)sinc濾波器和PWM模塊共享一個以f f運行的公共系統(tǒng)時鐘源。.sys.調(diào)制器時鐘，f麥克利克，然后由公式1確定。

其中 D麥克利克是調(diào)制器時鐘的時鐘分頻器。類似地，PWM頻率f。普瓦姆，由公式 2 確定。

其中 D脈寬調(diào)制是確定PWM頻率的時鐘分頻器。最后，sinc濾波器的抽取率（數(shù)據(jù)速率）由公式3給出。

其中 D12 月是抽取時鐘的時鐘分頻器。為了避免脈沖響應(yīng)和PWM周期之間的漂移，PWM周期內(nèi)必須有一個整數(shù)個抽取周期：

其中 N 是整數(shù)。通過組合等式2、等式3和等式4：

顯然，只有有限的時鐘縮放器選擇，Dx，滿足公式 5。此外，大多數(shù)情況下，時鐘縮放器的選擇方式有嚴(yán)格的限制。例如，系統(tǒng)可能需要以特定的PWM頻率（例如，10 kHz）運行或使用特定的調(diào)制器時鐘（例如，20 MHz）。另一個復(fù)雜因素是選擇調(diào)制器時鐘時的選項數(shù)量有限。例如，如果 f.sys為 100 MHz，是 D 唯一合理的選擇麥克利克落在 5 到 10 的有限整數(shù)范圍內(nèi)（20 MHz 低至 10 MHz）。

鑒于所有這些限制，很難（如果不是不可能的話）找到在脈沖響應(yīng)和PWM之間提供所需對齊的時鐘刻度。通常的情況是，用戶被迫選擇滿足公式5的時鐘縮放器，而不是選擇產(chǎn)生所需PWM頻率、調(diào)制器時鐘和信噪比（SNR）的時鐘刻度。此外，如果其中一個頻率隨時間變化，則無法找到有效的配置。這在多軸系統(tǒng)中很常見，其中單個運動控制器同步網(wǎng)絡(luò)中的多個電機控制器。

雖然對準(zhǔn)方案提供了出色的測量性能，但它可能被證明是不切實際的。在下一節(jié)中，將介紹一種新型的sinc濾波器。該濾波器提供最佳的測量性能，同時允許用戶獨立選擇所有時鐘分頻器。

沖洗 Sinc 過濾器

傳統(tǒng)的三階sinc濾波器如圖1所示。濾波器通過調(diào)整系統(tǒng)時鐘來生成ADC的調(diào)制器時鐘，作為回報，ADC產(chǎn)生到濾波器的1位數(shù)據(jù)流。濾波器功能本身由三個級聯(lián)積分器組成，1/（1 – z–1），時鐘速率與調(diào)制器和三個級聯(lián)微分器相同，1 – z–1，在抽取的時鐘上計時。

圖1.傳統(tǒng)的三階sinc濾波器。

sinc濾波器和ADC通過連續(xù)向兩者施加時鐘來工作。因此，濾波器以抽取時鐘確定的固定速率連續(xù)輸出數(shù)據(jù)。濾波器的數(shù)據(jù)速率通常高于電機控制算法的更新速率，因此許多濾波器輸出被抑制。只有當(dāng)脈沖響應(yīng)以理想測量為中心時，輸出才會被捕獲并用作反饋。

使用空間矢量調(diào)制時，相電流在每個PWM周期中僅取其平均值兩次。在此之后，每個PWM周期只有兩個可能的無混疊sinc數(shù)據(jù)輸出，因此無需讓濾波器連續(xù)運行。實際上，僅在需要反饋時才啟用測量，然后在所有其他時間禁用測量就足夠了。換言之，測量工作在開關(guān)模式下，與傳統(tǒng)ADC沒有什么不同。

開關(guān)工作模式的一個問題是調(diào)制器和濾波器時鐘來自同一系統(tǒng)時鐘。這意味著濾波器和ADC都以開關(guān)模式工作，不建議這樣做，因為這會導(dǎo)致性能降低。原因是ADC中的調(diào)制器是具有一定建立時間和阻尼的高階系統(tǒng)。因此，當(dāng)首次向ADC施加時鐘時，調(diào)制器需要建立，然后才能信任輸出比特流。為了解決這些問題，提出了一種新的濾波器結(jié)構(gòu)（見圖2）。

圖2.Sinc濾波器設(shè)計用于開關(guān)操作和所有狀態(tài)的沖洗。

作為標(biāo)準(zhǔn)sinc濾波器，該內(nèi)核由三個級聯(lián)積分器和三個級聯(lián)微分器組成。但是，該濾波器具有允許新操作模式的幾個功能。首先，濾波器具有新的時鐘發(fā)生器功能，可將調(diào)制器時鐘與積分器時鐘分開。這樣就可以連續(xù)為ADC提供時鐘，但只能在獲得測量時啟用積分器時鐘。其次，過濾器具有新的過濾器控制功能。參照同步脈沖，控制模塊處理操作濾波器所需的所有時序和觸發(fā)。濾波器控制器的主要功能是刷新濾波器，這涉及初始化所有濾波器狀態(tài)，定時器在開始新測量之前進(jìn)行過濾，以及在正確的實例上啟用/禁用積分器時鐘。最后，濾波器具有新的緩沖器和中斷控制單元，該單元對輸出數(shù)據(jù)進(jìn)行分類并捕獲正確的測量值。緩沖器和中斷單元還通過中斷來通知電機控制應(yīng)用，當(dāng)新的測量準(zhǔn)備被使用時。圖3中的時序圖顯示了濾波器的工作原理。

圖3.sinc濾波器在開關(guān)模式下工作的時序圖。

為了開始測量，將同步脈沖（同步脈沖）施加到濾波器控制器。通常，該脈沖表示新的PWM周期的開始。同步脈沖啟動一個定時器，該定時器配置為在所需測量點之前正好 1.5 個抽取周期失效。此時，積分器時鐘和抽取時鐘使能，濾波過程開始。經(jīng)過3個抽取周期（三階sinc濾波器的建立時間）后，緩沖器和中斷控制器捕獲數(shù)據(jù)輸出并置位中斷。在圖3中，請注意測量如何以同步脈沖為中心。該序列在下一個同步脈沖處重復(fù)，但一旦濾波器啟動，調(diào)制器時鐘保持導(dǎo)通。

所提出的sinc濾波器解決了傳統(tǒng)sinc濾波器的同步問題。濾波器及其工作模式不對PWM頻率、調(diào)制器時鐘或抽取率做出任何假設(shè)。它適用于所有系統(tǒng)配置，即使PWM頻率隨時間變化也是如此。由于濾波器在每次測量時都會有效復(fù)位，因此它對時鐘之間的漂移也不敏感。

單弦濾波器的HDL實現(xiàn)

作者發(fā)現(xiàn)，一些公開的sinc濾波器HDL示例存在對濾波器性能產(chǎn)生負(fù)面影響或?qū)е乱馔庑袨榈娜秉c。本節(jié)將討論一些實現(xiàn)問題，以及如何設(shè)計HDL代碼以在FPGA上獲得最佳性能。

集成商

在最純凈的形式中，sinc3濾波器由三個級聯(lián)積分器和三個級聯(lián)微分器組成，見圖1。首先，考慮 z 域中的純積分器2:

其中 u 是輸入，y 是輸出。積分器具有差分方程：

這個一階方程等效于累加器，非常適合在FPGA等時鐘邏輯中實現(xiàn)。一種常見的實現(xiàn)方法是D型觸發(fā)器累加器，如圖4所示。

圖4.實現(xiàn)帶有D型觸發(fā)器的蓄能器。

該電路可以在FPGA上實現(xiàn)，只有很少的邏輯門。現(xiàn)在，當(dāng)級聯(lián)三個純積分器時，z域中的傳遞函數(shù)由公式8定義。

三個級聯(lián)積分器的差分方程如公式9所示：

請注意樣本 n 處的輸入如何影響樣本 n 處的輸出。

如果三個積分器使用圖4中的D型翻轉(zhuǎn)累加器實現(xiàn)，則結(jié)果如圖5所示。

圖5.三個級聯(lián)累加器采用 D 型觸發(fā)器實現(xiàn)。

由于這是一個時鐘電路，輸入的變化需要幾個時鐘才能影響輸出。當(dāng)檢查級聯(lián)累加器的差分方程時，這一點變得更加清晰（參見公式10）。

這個差分方程與純積分器的差分方程完全不同（參見公式9）。使用累加器時，輸入需要兩個時鐘才能影響輸出，而對于純積分器，輸入會立即影響輸出。為了說明這一點，圖6分別顯示了在樣品編號5處應(yīng)用單位步進(jìn)時公式9和公式10的階躍響應(yīng)。正如所懷疑的那樣，與積分器相比，累加器延遲了兩個樣本。

圖6.三個級聯(lián)積分器和三個級聯(lián)累加器的階躍響應(yīng)。

在大多數(shù)公開可用的sinc濾波器示例中，建議使用D型觸發(fā)器累加器實現(xiàn)積分器。這樣做的主要論點是門數(shù)少，但輕量級實現(xiàn)是有代價的。與濾波器的群延遲相比，兩個調(diào)制器時鐘的額外延遲似乎微不足道，但延遲會影響濾波器衰減更高頻率的能力，因此，累加器實現(xiàn)提供的有效位數(shù)比純積分器少。此外，所提出的沖洗sinc濾波器需要一個理想的傳遞函數(shù)才能正常工作。出于這些原因，任何sinc濾波器實現(xiàn)都不應(yīng)依賴于累加器來實現(xiàn)積分器級。

為了獲得理想的sinc3響應(yīng)，提出了與公式9差值的直接實現(xiàn)。結(jié)果如圖 7 所示。請注意框圖如何由兩部分組成：時鐘邏輯部分（觸發(fā)器）和組合部分（求和）。這種實現(xiàn)需要更多的門，但它具有所需的濾波器性能和延遲。

圖7.實現(xiàn)三個級聯(lián)集成器。

差異化因素

與積分器類似，許多公開提供的sinc濾波器示例錯誤地實現(xiàn)了微分器級，從而導(dǎo)致濾波器性能降低和意外延遲。本節(jié)討論差異化器階段，并就如何實現(xiàn)FPGA以獲得最佳性能提出建議。首先，考慮公式11中z域中的純微分器和公式12中的相應(yīng)差分。2

為了在FPGA上實現(xiàn)差異化，最常用的是D型觸發(fā)器，請參見圖8。

圖8.采用 D 型觸發(fā)器實現(xiàn)的差分器。

以下 HDL 代碼片段說明了實現(xiàn)三個 D 型觸發(fā)器微分器的常用方法。這里使用了偽Verilog，但這些原則也適用于其他語言。

圖9.三個微分器作為時鐘邏輯實現(xiàn)。

與任何時鐘分配一樣，首先計算所有右側(cè)語句并分配給左側(cè)語句。3一切都是計時的，所有作業(yè)都是并行更新的。這是一個問題，因為輸出項（yx[n]） 依賴于延遲項 （u[n-1] 和 yx[n-1]）首先更新。因此，前面的 Verilog 代碼段實現(xiàn)了邏輯，如圖 10 所示。

圖 10.通過時鐘分配實現(xiàn)的差異化因素。

由于時鐘分配，微分器的延遲是六個時鐘，而不是預(yù)期的三個時鐘。由于微分器與抽取時鐘一起計時，這有效地使濾波器的群延遲和建立時間加倍。但是，它也會影響濾波器的衰減，并且頻率響應(yīng)不是理想的三階墳弦的頻率響應(yīng)。圖10中的實現(xiàn)常見于已發(fā)布的sinc濾波器示例中，但強烈建議選擇一種模擬理想微分器階段的方法。

前面的Verilog代碼片段可以分為兩部分：計算電流輸出的組合部分和更新延遲狀態(tài)的時鐘邏輯部分。這種分離使得將組合部分移動到始終時鐘塊之外成為可能，如圖 11 所示的代碼片段所示。

圖 11.三個微分器作為時鐘邏輯和組合邏輯的混合實現(xiàn)。

使用組合賦值，沒有與 y 計算相關(guān)的額外延遲x總延遲從 6 個時鐘降低到理想的 3 個時鐘。推薦的微分器實現(xiàn)方案框圖如圖12所示。

圖 12.使用時鐘邏輯和組合邏輯混合實現(xiàn)三個級聯(lián)微分器。

通過結(jié)合所提出的級聯(lián)積分器和微分器的實現(xiàn)方案，sinc濾波器在衰減和延遲方面獲得了理想的特性。所有基于Σ-Δ的測量都將受益于優(yōu)化的濾波器實現(xiàn)，尤其是依賴于了解確切濾波器延遲的刷新sinc。

測量

所提出的 Σ-Δ 測量系統(tǒng)已與基于 Xilinx Zynq-7020 SoC 的伺服電機控制器一起實施和測試。??4該系統(tǒng)由一個 60 V 三相永磁伺服電機 （Kinco SMH40S5）和三相開關(guān)電壓源逆變器。SoC 運行磁場定向電機控制算法，以及用于實時捕獲測量數(shù)據(jù)的軟件。

對于相電流測量，該系統(tǒng)具有兩個隔離式Σ-Δ型ADC （ADuM7701），后接兩個三階sinc濾波器。sinc濾波器是使用本文中討論的設(shè)計建議實現(xiàn)的，包括刷新sinc工作模式。為了進(jìn)行比較，將介紹傳統(tǒng)的連續(xù)運行過濾器和沖洗過濾器的測量結(jié)果。

雖然控制系統(tǒng)具有閉環(huán)磁場定向控制，但所有測量均使用開環(huán)控制進(jìn)行。閉合電流環(huán)路對測量噪聲很敏感，噪聲將通過電流環(huán)路耦合。通過開環(huán)操作，可以消除電流控制器的任何影響，從而可以直接比較結(jié)果。

除了模式配置和與PWM的對齊外，測量都是使用相同的配置完成的，包括抽取率，設(shè)置為125。因此，測量結(jié)果的任何差異都可能導(dǎo)致sinc3脈沖響應(yīng)是否與PWM正確對齊?？刂扑惴ㄒ?0 kHz執(zhí)行，調(diào)制器時鐘為12.5 MHz。

具有連續(xù)sinc濾波器操作的未對齊脈沖響應(yīng)

在第一個示例中（見圖13a），脈沖響應(yīng)與PWM波形無關(guān)。圖13b顯示了當(dāng)電機停止但電源逆變器在所有相位上以50%的占空比切換時的兩相電流測量結(jié)果。在這種操作模式下，測量顯示測量的噪聲水平。圖13b顯示了電機以600 rpm開環(huán)運行時的相電流。電機有四個極對，因此電氣周期為 25 ms。兩張圖都顯示出顯著的噪聲，會嚴(yán)重影響任何閉環(huán)電流控制器的性能。噪聲電平與基波相電流的大小無關(guān)，因此輕負(fù)載時的噪聲相對較差。本例中的噪聲是由未對齊的sinc濾波器脈沖響應(yīng)引起的，它對sinc濾波器的抽取率（衰減）幾乎沒有增加。

圖 13.sinc濾波器脈沖響應(yīng)與PWM不一致的連續(xù)工作模式。

通過連續(xù) Sinc 濾波器操作實現(xiàn)一致的脈沖響應(yīng)

圖14顯示了每個PWM周期的抽取周期為整數(shù)個且脈沖響應(yīng)與理想測量點對齊時的測量結(jié)果。圖 14 中的結(jié)果與圖 13 中的結(jié)果直接相當(dāng)。

比較圖13和圖14時，濾波器使用相同的抽取率，但噪聲水平顯著降低。這些示例說明了系統(tǒng)配置和同步對于充分利用基于Σ-Δ的信號鏈的性能是多么重要。

圖 14.連續(xù)工作模式，sinc濾波器脈沖響應(yīng)與PWM對齊。

沖洗 Sinc 過濾器

雖然圖14中連續(xù)工作的sinc濾波器的結(jié)果令人滿意，但濾波器仍然難以找到支持同步的配置。雖然可以將連續(xù)工作的sinc濾波器與PWM同步，但這通常不切實際。這個問題可以通過沖洗sinc過濾器解決。

圖15顯示了沖洗sinc濾波器的測量結(jié)果。濾波器配置為僅圍繞理想測量點運行 3 個抽取周期。正如預(yù)期的那樣，性能類似于圖14中的連續(xù)工作濾波器。

為了進(jìn)行比較，沖洗過濾器使用與連續(xù)運行過濾器完全相同的配置。不同之處在于，連續(xù)工作的濾波器必須使用這種配置，否則性能會下降，如圖13中的結(jié)果所示。另一方面，沖洗過濾器將在任何可能的系統(tǒng)配置下保持其最佳性能。

圖 15.沖洗 sinc 濾波器，其 sinc 濾波器脈沖響應(yīng)與 PWM 對齊。

未對齊、連續(xù)工作的sinc濾波器（圖13a）的噪聲幅度約為16位信號中的120個計數(shù)。這相當(dāng)于噪聲引起的大約低7位的損失。沖洗sinc濾波器（圖15a）的噪聲電平約為16位信號中的5個計數(shù)，對應(yīng)于噪聲損失不到3位。

總結(jié)

基于Σ-Δ的相電流測量廣泛用于電機驅(qū)動器，但要獲得最佳性能，需要正確配置整個系統(tǒng)。本文討論了可能導(dǎo)致性能不佳的來源以及如何正確設(shè)置系統(tǒng)。

配置系統(tǒng)以實現(xiàn)最佳電流反饋性能可能具有挑戰(zhàn)性，在某些情況下甚至是不可能的。為了解決這個問題，提出了一種新型的sinc濾波器。濾波器在開關(guān)模式下工作，保證在任何系統(tǒng)配置下的最佳性能。

在FPGA上實現(xiàn)sinc濾波器需要開發(fā)HDL代碼。本文討論了幾種降低濾波器延遲和增加衰減的實現(xiàn)技術(shù)。

最后，本文介紹了幾個測量結(jié)果，說明了沖洗sinc濾波器同步和性能的重要性。

審核編輯：郭婷