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摘要：本文介紹了一個簡單、具有快速響應時間的過流故障檢測器，用于低壓系統的電路保護。該方案與專用的熱插拔控制器不同，專用的熱插拔控制器跳出欠壓狀態后往往具有較長的啟動延時，而本文介紹的電路在輸入電壓超過2.7V后僅150μs后就可提供保護。此外，在上電過程中，該電路會通過限制外部p溝道開關的柵極電壓來限制浪涌電流。
當負載電流超出R1和R2設置的門限電壓時，比較器翻轉，輸出電壓被R3拉高。由于柵-源電壓跌落至柵極門限以下，p溝道MOSFET關斷。同相緩沖器Q2-Q3確保Q1柵極具有足夠的充電電流和放電電流，實現快速切換。
圖1. 由集成的檢流放大器、鎖存比較器以及基準構成的快速響應、低壓過流保護電路
MAX4373是一款采用+3.3V供電，具有快速響應特性的電流鎖定限流檢測器。MAX4373內部集成了實現這一功能的所有需要的模塊：包括高共模電壓差分電壓檢測器、基準源以及帶低電平有效復位輸出的鎖存比較器。VCC上電后，典型啟動延遲為500μs，比較器傳輸延遲典型值為4μs。
檢流電阻
合理選擇的檢流電阻以保證獲得最佳的增益精度(典型值為1%至1.5%)，增益范圍為+20V/V和+50V/V (MAX4373的T和F版本)時，額定電流下的壓差應在75mV至100mV范圍內。按照下列公式計算檢流電阻值以及該電阻消耗的功率：
輸出動態范圍也是一個重要的考慮因素。應將標稱輸出電壓(相對于工作/檢測電流)設為電源電壓的一半。需要注意的是：VOUT的最大值應比電源電壓VCC低250mV。因此，VCC = +3.3V時，VOUT的標稱值應約為1.4V。在本文給出的實例中，對于增益為+20V/V的MAX4373 (T版本)，理想的檢測電壓為70mV。
檢流電流為15A時，若RSENSE = 4.6mΩ，VSENSE為70mV，可選擇的最接近的標準電阻為4.7mΩ。Tyco-Meggitt RL73H的容差為±1% (尾綴F)。
電流門限
完成檢流放大器的設置后，接下來應設置比較器，以產生適當的切換輸出電壓用于斷開串聯功率開關。通過電阻分壓器將電流放大器輸出端連接至比較器的正向輸入端。比較器的正向輸入應超過內部設置的標稱門限值600mV (580mV至618mV)，才能斷開功率開關。根據下列電壓門限公式計算R1和R2的阻值：
在檢流放大器的標稱輸出電壓條件下，流經R1和R2電流應大于150nA，小于500μA。在600mV (最大值)的飽和電壓下，比較器輸出可吸入1mA的電流。柵極上拉電阻R3可由下列公式計算：
功率開關
選擇外部p溝道MOSFET時的關鍵參數是峰值電流、導通電阻以及柵極電壓，其次是其封裝。選擇合適的導通電阻，使其在額定電流下的壓降與電流檢測電壓相近。這樣可使檢測電阻和MOSFET上產生的功耗相近。
Si7485DP MOSFET (來自Siliconix)在VGS = -2.5V時的最大導通電阻為9mΩ。這個20V的p溝道器件能夠工作在較低的輸入電壓下。最差情況下靜態功耗可按照下列公式計算：
在15A負載電流和9mΩ導通電阻條件下，Si7485DP可工作在環境溫度的40°C至50°C以上，因此可根據具體應用考慮增加散熱片。
在本例中，功率開關具有大約60nC的柵極電荷。如果需要快速響應，則超出了R3和低功耗比較器輸出所能提供的驅動能力。這種情況下必須增加柵極驅動緩沖器。如上所述，由Q2和Q3組成的互補型射極跟隨驅動器可以為Q1柵極提供優異的雙極性電流增益。應選擇在500mA到1A集電極電流下，具有良好直流β值的晶體管，可選用SOT223封裝的Zetex FZT688B (npn)和FZT788B (pnp)。柵極響應時間的計算公式如下：
實際檢測到的電流與以下元件的固有誤差有關：
如果忽略檢測電壓的誤差，總的電流檢測誤差接近±10.8%，可采用下列公式計算具體的誤差范圍：
如果R1和R2采用±0.1%容差的電阻，可稍稍降低總體誤差(約±1%)，但由此所增加的成本對于終端應用來說是無法接受的。
關斷瞬態過程
對于故障和隨后的電流中斷做出快速響應是對電路的關鍵要求。然而，電源引線分布電感的儲存能量將會產生有害的電壓尖峰，當然，其中一些能量會被負載電源的分布電容所吸收，但是，為了保護MAX4373不被28V或更高的瞬態電壓損害，最好提供一個快速響應的過壓箝位二極管。
測試結果
用電流探針監測輸入端(圖1中的VIN)的負載電流。逐漸增大負載電流，直到達到門限并觸發電路，響應時間約為2μs (圖2)。
圖2. 圖1電路的測試結果，響應時間約為2μs.
概述
圖1所示為完整的輸出鎖定過流故障檢測器電路。上電后，比較器輸出COUT的電壓接近0V。由Q2和Q3組成的同相緩沖器確保Q1 (具有非常低的導通阻抗、低門限電壓的p溝道功率MOSFET)的柵極完全導通。通過高邊檢流放大器測量流入負載中的電流，將檢流電阻RSENSE兩端的小電壓信號按比例放大、轉換為以地為參考的電壓，從OUT引腳輸出。該輸出電壓與負載電流成正比，最后經過分壓后送入帶鎖存的同相比較器的輸入端。當負載電流超出R1和R2設置的門限電壓時，比較器翻轉，輸出電壓被R3拉高。由于柵-源電壓跌落至柵極門限以下，p溝道MOSFET關斷。同相緩沖器Q2-Q3確保Q1柵極具有足夠的充電電流和放電電流，實現快速切換。
圖1. 由集成的檢流放大器、鎖存比較器以及基準構成的快速響應、低壓過流保護電路
元件選擇
控制器MAX4373是一款采用+3.3V供電，具有快速響應特性的電流鎖定限流檢測器。MAX4373內部集成了實現這一功能的所有需要的模塊：包括高共模電壓差分電壓檢測器、基準源以及帶低電平有效復位輸出的鎖存比較器。VCC上電后，典型啟動延遲為500μs，比較器傳輸延遲典型值為4μs。
檢流電阻
合理選擇的檢流電阻以保證獲得最佳的增益精度(典型值為1%至1.5%)，增益范圍為+20V/V和+50V/V (MAX4373的T和F版本)時，額定電流下的壓差應在75mV至100mV范圍內。按照下列公式計算檢流電阻值以及該電阻消耗的功率：
輸出動態范圍也是一個重要的考慮因素。應將標稱輸出電壓(相對于工作/檢測電流)設為電源電壓的一半。需要注意的是：VOUT的最大值應比電源電壓VCC低250mV。因此，VCC = +3.3V時，VOUT的標稱值應約為1.4V。在本文給出的實例中，對于增益為+20V/V的MAX4373 (T版本)，理想的檢測電壓為70mV。
檢流電流為15A時，若RSENSE = 4.6mΩ，VSENSE為70mV，可選擇的最接近的標準電阻為4.7mΩ。Tyco-Meggitt RL73H的容差為±1% (尾綴F)。
電流門限
完成檢流放大器的設置后，接下來應設置比較器，以產生適當的切換輸出電壓用于斷開串聯功率開關。通過電阻分壓器將電流放大器輸出端連接至比較器的正向輸入端。比較器的正向輸入應超過內部設置的標稱門限值600mV (580mV至618mV)，才能斷開功率開關。根據下列電壓門限公式計算R1和R2的阻值：
在檢流放大器的標稱輸出電壓條件下，流經R1和R2電流應大于150nA，小于500μA。在600mV (最大值)的飽和電壓下，比較器輸出可吸入1mA的電流。柵極上拉電阻R3可由下列公式計算：
功率開關
選擇外部p溝道MOSFET時的關鍵參數是峰值電流、導通電阻以及柵極電壓，其次是其封裝。選擇合適的導通電阻，使其在額定電流下的壓降與電流檢測電壓相近。這樣可使檢測電阻和MOSFET上產生的功耗相近。
Si7485DP MOSFET (來自Siliconix)在VGS = -2.5V時的最大導通電阻為9mΩ。這個20V的p溝道器件能夠工作在較低的輸入電壓下。最差情況下靜態功耗可按照下列公式計算：
在15A負載電流和9mΩ導通電阻條件下，Si7485DP可工作在環境溫度的40°C至50°C以上，因此可根據具體應用考慮增加散熱片。
在本例中，功率開關具有大約60nC的柵極電荷。如果需要快速響應，則超出了R3和低功耗比較器輸出所能提供的驅動能力。這種情況下必須增加柵極驅動緩沖器。如上所述，由Q2和Q3組成的互補型射極跟隨驅動器可以為Q1柵極提供優異的雙極性電流增益。應選擇在500mA到1A集電極電流下，具有良好直流β值的晶體管，可選用SOT223封裝的Zetex FZT688B (npn)和FZT788B (pnp)。柵極響應時間的計算公式如下：
工作狀態
固有誤差實際檢測到的電流與以下元件的固有誤差有關：
| 檢測電阻 | ±1% (TL3A) |
| 檢測電壓限制 | ±0.1 |
| 增益容限 | ±5.5% (最大值，包括增益和失調誤差) |
| 比較器電阻容限 | ±1% (R1 & R2) |
| 比較器門限容限 | ±3.3% |
如果忽略檢測電壓的誤差，總的電流檢測誤差接近±10.8%，可采用下列公式計算具體的誤差范圍：
如果R1和R2采用±0.1%容差的電阻，可稍稍降低總體誤差(約±1%)，但由此所增加的成本對于終端應用來說是無法接受的。
關斷瞬態過程
對于故障和隨后的電流中斷做出快速響應是對電路的關鍵要求。然而，電源引線分布電感的儲存能量將會產生有害的電壓尖峰，當然，其中一些能量會被負載電源的分布電容所吸收，但是，為了保護MAX4373不被28V或更高的瞬態電壓損害，最好提供一個快速響應的過壓箝位二極管。
測試結果
用電流探針監測輸入端(圖1中的VIN)的負載電流。逐漸增大負載電流，直到達到門限并觸發電路，響應時間約為2μs (圖2)。
圖2. 圖1電路的測試結果，響應時間約為2μs.
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