簡介

為通信應用生成模擬或數字FM時，IQ調制器提供通用的低功耗解決方案。示例設計將顯示混合信號MCU如何用于執行相位累加器和正弦/余弦查找表功能。證明了IQ調制器精度和線性度的重要性。

應用

FM很有用，因為PA的高效率很容易實現。在產品層面，應用可以是無線麥克風，耳機和頭盔無線電，以及手持雙向無線電。

一些數字FM調制方案是連續相移頻鍵控（FSK），GFSK和M-ary FSK。在商業雙向無線電業務中流行的DMR調制標準使用窄帶4FSK，其可以如此處所述生成。 1 模擬FM可以是寬帶FM或窄帶FM（NBFM），如下所述。

為什么要使用IQ調制器？

存在許多用于產生FM的經典電路技術，例如在VCO或參考振蕩器或兩者中將調制添加到PLL中。電抗調制是另一種經典方法。這些方法的缺點是該設計變得特定于頻帶以及該頻帶的單獨PLL或電抗調制器。例如，K vco 或PLL環路增益的變化可能會有問題。

IQ調制器方法的好處是：

頻率捷變，

本質上面向未來，適合成為軟件定義無線電（SDR），

可以實現出色的調制精度。

生成模擬FM

在此FM應用中，IQ調制器可用作精確的360度相位調制器。由于相位是頻率的時間積分，因此周期性更新的相位累加器執行時間積分功能。 2

如圖1所示，系統的行為類似于傳統的DDS，相位累加器寄存器可以遞增和遞減。 3 查找表（LUT）包含正弦和余弦函數，因此在精確相位處生成固定幅度的旋轉矢量。這個復雜的信號由IQ調制器向上轉換，以LO頻率為中心。對于高調制精度，IQ調制器（如LTC5599和LTC5589）需要差分基帶驅動，LTC6362可在所需的V cm = 1.4V下輕松實現。 DAC重建濾波器對于衰減由于采樣引起的DAC奈奎斯特圖像至關重要。通過選擇無源LC濾波器技術，我們可以潛在地降低信道外噪聲基底。

基本的DDS調諧方程可以應用于此應用。請注意，我們正在合成正或負ΔF，它表示瞬時頻率偏差：

其中：

F OUT =復雜的輸出頻率，Hz。可以是正頻率或負頻率。

M =二進制調諧字。可以是正數或負數。

RefClk =累加器更新率，Hz。

N =相位累加器的長度，位。

通過代入M =最大調諧字，計算 F OUT 顯示調制器輸出的最大瞬時頻率偏差。

因為 F OUT 在許多FM應用中通常很低，例如對于NBFM系統，5.5 kHz，對于 RefClk 的要求也相應較低，符合上述DDS公式。在許多情況下，整個角度調制過程在混合信號MCU中實現變得切實可行，以 RefClk 速率進行中斷驅動。重要的是，當相位累加器寄存器溢出或下溢時，相位環繞也會保持相位旋轉連續且無縫。這使得精確的直流耦合調頻成為可能。

音頻限制和預加重

用于模擬音頻的FM發射器通常會采用限制器，以防止FM過度偏離和濺入相鄰頻道。精心設計的系統將利用軟限制，以便在發生這種情況時將聽覺失真降至最低。

如果接收器沒有高音頻頻率的去加重，接收器輸出端的白噪聲將是令人反感的。為了補償這一點，發射機通常利用較高頻率的音頻預加重，以獲得音頻通帶上的凈整體平坦響應。 4

由于IQ調制器基本上用作精確移相器，因此實現預加重有兩種基本方法：

使用相位調制（不是FM）傳輸音頻。這很好用;然而，FM偏差的限制變得稍微復雜一些，因為目標是限制頻率偏移，而不是相位偏移。 FM輸入對于編碼亞聽覺CTCSS或DCS信令仍然有用。 5

使用RC網絡在FM調制之前預先強調音頻。這是一種優選的方法，因為偏差限制不依賴于頻率。

無論選擇哪種方法，對于所需通帶以外的頻率，仍需要額外的低通和高通音頻濾波。

帶通配置中的FIR濾波器具有完全消除DC頻率誤差的優點，否則DC頻率誤差可能以DC偏移的形式通過ADC。如果要求高中心頻率穩定性，這是一個很好的優勢。

IQ調制器損傷的影響

IQ調制器損傷分為兩大類：LO泄漏和圖像抑制（IR） LO泄漏導致FM基帶矢量旋轉偏離中心擺動，產生與偏差和調制速率相關的AM和雜散產物。通常，有兩種發生LO泄漏的機制：通過調制器IC傳導，并在IC周圍輻射。整體屏蔽效能應該使后者稍微小于前者。

圖像抑制是正交幅度不平衡和正交相位不平衡的函數。任何一種的降級都會使矢量旋轉變成橢圓形狀，這也會產生與偏差和速率相關的雜散產物。

IQ調制器（如LTC5589 / 99）可以使LO泄漏和鏡像拒絕。為獲得最佳性能，請調整這些寄存器以獲得最低的FM失真，并將值保留在非易失性存儲器中。隨后的測試結果將顯示此方法通常可以獲得多少改進。

過多的差分基帶驅動也會產生不需要的輸出雜散產物，通常為3 rd 次序和更高。 RF輸出功率的小幅降低可以大大降低雜散電平，反之亦然。

NBFM的設計實例

對于圖1所示的系統，最大FM偏差計算如下：

8位ADC驅動單位增益FIR濾波器。二進制輸出范圍= -128到+127。

RefClk = ADC轉換率

=相位累加器更新率

= 196 kHz。

N = 11位

因此，峰值FM偏差=

要減少相位截斷雜散，所有11個累加器位映射到LUT條目，總共2,048個正弦條目，加上2,048個余弦條目。每個條目都是8位寬，與每個DAC的分辨率相匹配。 LUT初始化僅在上電時使用浮點觸發功能發生一次，具有適當的縮放和舍入以匹配DAC輸入范圍。再一次，這很容易在混合信號MCU的能力范圍內。

在這個例子中，11位累加器比來自ADC的8位輸入M長3位。 FIR濾波器。三位是可接受的最小值。對于滿量程輸入轉換，最大相變為-128 /（2 11 ）= -1/16 th 周期，或-22.5度。典型的相變將會少得多。它希望保持最大相變相對較小，以保持IQ軌跡沿著恒定功率圓，而不是在圓上短切。

為了加快構建，該項目采用了來自類似項目的基帶差分放大器和DAC重建濾波器，其詳細信息已在線記錄。 6 每個濾波器為5 th 階，具有<< 0.5dB的通帶平坦度，同時在奈奎斯特圖像頻率，190kHz及更高的頻率下提供至少35dB的衰減。

測試結果

上述系統的測試結果，NBFM的設計實例如下所示。 IQ調制器是工廠演示板上的LTC5599，所有寄存器都處于默認狀態，除了為使用的LO頻率設置的多相中心頻率寄存器，439.44 MHz。

矢量信號分析儀（VSA）是測試調制精度的理想儀器。對于此測試，VSA用于解調IQ調制器輸出，如圖2所示.VSA處于模擬解調模式，顯示相對于時間的瞬時FM或解調FM波形的FFT。

圖3和圖4顯示了該設計可能具有的出色線性度。在兩幅圖中，ADC的輸入峰峰值幅度保持不變，我們觀察到輸出調制深度也保持不變。

圖5和圖6說明了模擬FM的FFT在調整調制寄存器之前和之后，輸出對于揭示雜散產物至關重要，以最大限度地減少損傷。如前所述，基帶驅動幅度的輕微下降將減少高階雜散產物。對于許多基本應用，不需要調整寄存器。

圖7顯示頻率誤差目前約為96 Hz。這是由于ADC輸出端的DC偏移誤差造成的。在該示例設計中，1 LSB貢獻ΔF= 196kHz / 2 11 = 95.7Hz。通過在FIR濾波器中包括高通響應可以消除偏移。同樣的數字也顯示了大約的總剩余FM。 3 Hz rms，即由于LO的實驗室級信號發生器。板載單芯片PLL解決方案將展示更多。該圖中的噪聲尖峰隨機出現，并且被認為是由于ADC偏移略大于1 LSB，但小于2 LSB。

圖8顯示了RF輸出功率和頻譜。射頻輸出功率約為。 + 0.6dBm。平均值用于顯示DAC圖像雜散產物的水平，在這種情況下約為-70dBc。通過 RefClk 頻率的輕微增加可以輕松實現進一步減少。

結論

從用于模擬FM應用的低功率調制器可以獲得出色的FM調制精度。對于諸如音頻的較低帶寬應用，可以使用MCU來計算FM基帶矢量。 IQ調制器內的DC偏移和圖像抑制寄存器允許調整以獲得最佳性能。