摘要

為了支持不斷增長的無線數(shù)據(jù)需求，現(xiàn)代基站無線電設(shè)計被設(shè)計為支持多個E-UTRA頻帶以及載波聚合技術(shù)。這些多頻段無線電采用下一代GSPS RF ADC和DAC，可實現(xiàn)頻率捷變，直接RF信號合成和采樣技術(shù)。為了應(yīng)對RF無線頻譜的稀疏性質(zhì)，復(fù)雜的DSP用于有效地處理數(shù)據(jù)比特到RF并再次返回。一個示例直接RF發(fā)射器被描述用于多頻帶應(yīng)用，考慮DSP配置和功率與帶寬的關(guān)閉。

簡介 - 10年，10個頻段，100倍數(shù)據(jù)速率

智能手機(jī)革命開始已經(jīng)10年了，當(dāng)時Apple發(fā)布了原版iPhone ? 2007年。后來的10年和兩代無線標(biāo)準(zhǔn) - 很多都發(fā)生了變化。也許沒有像標(biāo)題抓住消費(fèi)者智能手機(jī)（稱為用戶設(shè)備（UE））一樣迷人，無線接入網(wǎng)絡(luò)（RAN）的基礎(chǔ)設(shè)施基站（eNodeB）經(jīng)歷了自己的轉(zhuǎn)型，使我們現(xiàn)在連接的數(shù)據(jù)泛濫世界。蜂窩頻段增加了10倍，而數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器采樣率增加了100倍。這給我們帶來了什么？

多頻段無線電和頻譜的有效利用

從2G GSM到4G LTE，蜂窩頻段的數(shù)量已經(jīng)爆炸10倍-from隨著LTE網(wǎng)絡(luò)的出現(xiàn)，基站供應(yīng)商發(fā)現(xiàn)自己的無線電變種倍增。 LTE-advanced通過向混合添加載波聚合來增加多頻帶無線電的要求，從而在同一頻帶內(nèi)或更重要的是，在不同頻帶內(nèi)的非連續(xù)頻譜可以作為單個流在基帶調(diào)制解調(diào)器中聚合。

但是，RF頻譜很稀疏。圖1顯示了幾個載波聚合頻帶組合，突出了稀疏頻譜問題。綠色是帶間間距，紅色是感興趣的帶。信息理論規(guī)定系統(tǒng)不會浪費(fèi)功率來轉(zhuǎn)換不需要的頻譜。需要具有在模擬域和數(shù)字域之間轉(zhuǎn)換稀疏頻譜的有效手段的多頻帶無線電。

基站發(fā)射機(jī)演進(jìn)到直接射頻

為了促進(jìn)4G LTE網(wǎng)絡(luò)的數(shù)據(jù)消耗增加，廣域基站經(jīng)歷了無線電架構(gòu)的演變。具有混頻器和單通道數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的超外差，窄帶，IF采樣無線電已被基于I / Q的架構(gòu)所取代，這種架構(gòu)將帶寬加倍，例如復(fù)合IF（CIF）和零IF（ZIF）。 ZIF和CIF收發(fā)器需要具有雙通道和四通道數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的模擬I / Q調(diào)制器/解調(diào)器。但是，這些帶寬較寬的CIF / ZIF收發(fā)器也會出現(xiàn)必須糾正的LO泄漏和正交誤差圖像。

幸運(yùn)的是，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器采樣率在過去10年中也增加了30倍至100倍，從2007年的100 MSPS增加到2017年的10 GSPS +。采樣率的提高帶來了帶寬非常寬的GSPS RF轉(zhuǎn)換器，使頻率敏捷軟件定義無線電最終成為現(xiàn)實。

也許，6 GHz以下無線電BTS的圣杯架構(gòu)長期以來一直是射頻采樣和合成。直接RF架構(gòu)消除了對模擬頻率轉(zhuǎn)換設(shè)備的需求，例如混頻器，I / Q調(diào)制器和I / Q解調(diào)器，它們本身是許多不需要的雜散信號的來源。相反，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器直接與RF頻率接口，任何混合都可以通過集成的數(shù)字上/下變頻器（DUC / DDC）進(jìn)行數(shù)字化。

多頻帶效率增益來自ADI公司的復(fù)雜DSP RF轉(zhuǎn)換器，允許僅對所需頻譜帶進(jìn)行數(shù)字信道化，同時提供對全RF帶寬的訪問。使用并行DUC或DDC，其結(jié)合內(nèi)插/抽取上/下采樣器，半帶濾波器和數(shù)控振蕩器（NCO），感興趣的頻帶可在模擬和數(shù)字轉(zhuǎn)換之前進(jìn)行數(shù)字構(gòu)建/解構(gòu)域并行。

并行數(shù)字上變頻器或下變頻器架構(gòu)允許您對所需頻譜的多個頻段進(jìn)行信道化（圖1中以紅色顯示），而不會浪費(fèi)寶貴的周期來轉(zhuǎn)換未使用的頻段間頻譜（如圖1中的綠色所示） ）。高效的多頻帶信道化具有降低數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器所需采樣率的作用，以及通過JESD204B數(shù)據(jù)總線傳輸所需的串行通道數(shù)。降低系統(tǒng)采樣率可降低基帶處理器的成本，功耗和熱管理要求，從而節(jié)省總基站系統(tǒng)的CAPEX和OPEX。事實上，在高度優(yōu)化的CMOS ASIC工藝中實現(xiàn)通道化DSP比在通用FPGA架構(gòu)中實現(xiàn)的功率效率要高得多 - 即使FPGA的幾何尺寸較小。

帶DPD接收器的直接射頻發(fā)射器：示例

RF DAC成功地取代了下一代多頻段BTS無線電中的IF DAC。圖3顯示了一個示例直接RF發(fā)送器，帶有AD9172,16位，12 GSPS RF DAC，支持三頻段信道化和三個并行DUC，允許在1200 MHz帶寬內(nèi)靈活放置子載波。在RF DAC之后，ADL5335 Tx VGA提供12 dB的增益和31.5 dB的衰減范圍，最高可達(dá)4 GHz。然后，此DRF發(fā)射器的輸出可以根據(jù)eNodeB的輸出功率要求驅(qū)動選擇的功率放大器。

考慮圖4中所示的Band 3和Band 7場景。可以采用兩種不同的方法將數(shù)據(jù)流直接轉(zhuǎn)換為RF。第一種方法（寬帶方法）將在沒有信道化的情況下合成頻帶，需要1228.8MHz的數(shù)據(jù)速率。該帶寬的80％產(chǎn)生983.04MHz的DPD（數(shù)字預(yù)失真）合成帶寬，足以傳輸兩個頻帶及其740MHz的帶間間隔。這種方法的優(yōu)點(diǎn)是DPD系統(tǒng)，它不僅可以預(yù)測每個載波的帶內(nèi)IMD，還可以預(yù)期所需頻帶之間的其他不需要的非線性發(fā)射。

第二種方法是合成這些頻段的通道化版本。由于每個頻帶分別只有60 MHz和70 MHz，并且由于運(yùn)營商只擁有該帶寬子集的許可證，因此無需傳輸所有內(nèi)容并產(chǎn)生高數(shù)據(jù)速率。相反，讓我們使用更合適，更低的153.6 MHz數(shù)據(jù)速率，其中80％導(dǎo)致DPD帶寬為122.88 MHz。如果運(yùn)營商擁有每個頻段20 MHz的許可證，則仍然有足夠的DPD帶寬用于每個頻段的帶內(nèi)IMD的5 th 階校正。該模式可以通過上述寬帶方法在DAC中節(jié)省高達(dá)250 mW的功率，并在基帶處理器中實現(xiàn)更多的功耗/散熱，并減少串行通道數(shù)，從而實現(xiàn)更小，更低成本的FPGA / ASIC實現(xiàn)。 / p>

DPD的觀測接收機(jī)也已演變?yōu)镈RF（直接射頻）架構(gòu)。 AD9208是一款14位，3 GSPS RF ADC，還支持通過并行DDC進(jìn)行多頻段通道化。發(fā)送器DPD子系統(tǒng)中的RF DAC和RF ADC的組合具有許多優(yōu)點(diǎn)，包括共享轉(zhuǎn)換器時鐘，相關(guān)相位噪聲消除以及系統(tǒng)的整體簡化。其中一個簡化就是AD9172 RF DAC及其集成PLL能夠從低頻參考信號產(chǎn)生高達(dá)12 GHz的時鐘，無需在無線電板周圍布設(shè)高頻時鐘。此外，RF DAC可以為反饋ADC輸出其時鐘的相位相干分頻版本。這種系統(tǒng)功能通過創(chuàng)建優(yōu)化的多頻帶發(fā)射器芯片組真正增強(qiáng)了BTS DPD系統(tǒng)。

摘要

智能手機(jī)革命十年后，手機(jī)業(yè)務(wù)就是數(shù)據(jù)吞吐量。單頻段無線電無法滿足消費(fèi)者的容量需求。為了提高數(shù)據(jù)吞吐量，必須通過多個波段的載波聚合來獲得更多的頻譜帶寬。 RF數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器可以訪問整個6GHz以下的蜂窩頻譜，可以快速重新配置各種頻段組合，使軟件定義的無線電成為現(xiàn)實。這些頻率捷變的直接RF架構(gòu)降低了成本，尺寸，重量和功耗。這一事實使得RF DAC發(fā)射器和RF ADC DPD接收器成為亞6 GHz多頻段基站的首選架構(gòu)。