設計電源時，工程師常常會關注與MOSFET導通損耗有關的效率下降問題。在出現較大RMS電流的情況下， 比如轉換器在非連續導電模式（DCM）下工作時，若選擇Rds（on）較小的MOSFET，芯片尺寸就會較大，從而輸入電容也較大。也就是說，導通損耗的減小將會造成較大的輸入電容和控制器較大的功耗。當開關頻率提高時，問題將變得更為棘手。

圖1 MOSFET導通和關斷時的典型柵電流

圖2 MOSFET中的寄生電容

圖3 典型MOSFET的柵電荷

圖4 基于專用控制器的簡單QR轉換器

圖5 ZVS技術消除米勒效應

MOSFET導通和關斷時的典型柵電流如圖1所示。在導通期間，流經控制器Vcc引腳的峰值電流對Vcc充電;在關斷期間，存儲的電流流向芯片的接地端。如果在相應的面積上積分，即進行篿gate（t）dt，則可得到驅動晶體管的柵電荷Qg 。將其乘以開關頻率Fsw，就可得到由控制器Vcc提供的平均電流。因此，控制器上的總開關功率（擊穿損耗不計）為：

Pdrv = Fsw×Qg×Vcc （1）

如果使用開關速度為100kHz的12V控制器驅動柵電荷為100nC的MOSFET，驅動器的功耗即為100nC×100kHz×12V=10mA×12V=120mW。

MOSFET的物理結構中有多種寄生單元，其中電容的作用十分關鍵，如圖2所示。產品數據表中的三個參數采取如下定義：當源-漏極短路時，令Ciss = Cgs + Cgd;當柵-源極短路時，令Coss = Cds + Cgd;Crss = Cgd。

驅動器實際為柵-源極連接。當斜率為dt 的電壓V施加到電容C上時（如驅動器的輸出電壓），將會增大電容內的電流：

I=C×dV/dt （2）

因此，向MOSFET施加電壓時，將產生輸入電流Igate = I1 + I2，如圖2所示。在右側電壓節點上利用式（2），可得到：

I1=Cgd×d（Vgs-Vds）/dt=Cgd×（dVgs/dt-dVds/dt） （3）I2=Cgs×d（Vgs/dt） （4）如果在MOSFET上施加柵-源電壓Vgs，其漏-源電壓Vds 就會下降（即使是呈非線性下降）。因此，可以將連接這兩個電壓的負增益定義為：

Av=-dVds/dVgs （5）

將式（5）代入式（3）和式（4）中，并分解 dVgs/dt，可得：

I1=Cgd×dVgs/dt×（1-dVds/dVgs）=Cgd×dVgs/dt×（1-Av） （6）在轉換（導通或關斷）過程中，柵-源極的總等效電容Ceq為：

Igate=（Cgd×（1-Av）+Cgs）×dVgs/dt=Ceq×dVgs/dt （7）式中（1-Av）這一項被稱作米勒效應，它描述了電子器件中輸出和輸入之間的電容反饋。當柵-漏電壓接近于零時，將會產生米勒效應。典型功率MOSFET的柵電荷如圖3所示，該圖通過用恒定電流對柵極充電并對柵-源電壓進行觀察而得。根據式（6），當Ciss突然增大時，電流持續流過。但由于電容急劇增加，而相應的電壓升高dVgs卻嚴重受限，因此電壓斜率幾乎為零，如圖3中的平坦區域所示。

圖3也顯示出降低在轉換期間Vds（t）開始下降時的點的位置，有助于減少平坦區域效應。Vds=100V時的平坦區域寬度要比Vds=400V時窄，曲線下方的面積也隨之減小。因此，如果能在Vds等于零時將MOSFET導通，即利用ZVS技術，就不會產生米勒效應。

在準諧振模式（QR）中采用反激轉換器是消除米勒效應較經濟的方法， 它無需在下一個時鐘周期內使開關處于導通狀態，只要等漏極上的自然振蕩將電壓逐漸降至接近于零。與此同時，通過專用引腳可以檢測到控制器再次啟動了晶體管。通過在開關打開處反射的足夠的反激電壓（N×［Vout+Vf］），即可實現ZVS操作，這通常需要800V（通用范圍）的高壓MOSFET。基于安森美的NCP1207的QR轉換器如圖4所示，它可以直接使用高壓電源供電。該轉換器在ZVS下工作時的柵-源電壓和漏極波形如圖5所示。

總之，如果需要Qg較大的MOSFET，最好使反激轉換器在ZVS下工作，這樣可以減少平均驅動電流帶來的不利影響。這一技術也廣泛應用于諧振轉換器中。

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