一：PSR架構(gòu)是如何是實現(xiàn)次級側(cè)恒流輸出的？

在PSR之前，筆者能想象的恒流控制都是要在想要監(jiān)控電流大小的線路上串聯(lián)上一個電阻，通過檢查電阻兩端的電壓信號來實現(xiàn)反饋從而實現(xiàn)電流大小的控制的，或者至少也有一個CT（電流檢測變壓器）來監(jiān)控流過它的電流大小，可能是富裕限制了我的想象力，想不到在PSR的次級側(cè)竟然上述的兩樣檢測元件你就算拿著放大鏡也找不到！那么神奇的事情就來了，次級側(cè)電流恒定控制是如何實現(xiàn)的？別急，先呈現(xiàn)上PSR的心電圖-工作關鍵波形圖1：

圖1

上圖Is是副邊電感電流波形，是一個三角斜波，那么它的平均電流ILAV=1/2Is,也就是三角波形腰間一半的位置，但這還不是負載的電流Io. 因為這個電感電流在一個完整的周期tsw里放電的時間只是占tons的時間，所以平均到整個周期的值才是輸出電流Io的值：Io=1/2Ipks*tons/tsw (1).由于控制芯片是在原邊，所以我們想這需要和原邊發(fā)生點什么關系。我們知道副邊電流Ipks和原邊電流Ipk是同原副邊匝比Nps成反比的，即Ipks=Ipk*Nps(2). 結(jié)合公式（1）和（2）可以得到：Io=1/2Ipk*Nps*tons/tsw （3）。 觀察公式（3），可以發(fā)現(xiàn)原邊峰值電流Ipk，可以根據(jù)芯片的CS PIN閥值控制的（當Rcs上的電壓達到芯片內(nèi)部Vsc_ref閥值時便關斷Q1，同時VCS_ref最大值為一個固定常量：500mV）(圖2)，而tons導通時間是從原邊Q1關斷開始到FB檢測到下降沿結(jié)束的這段時間，然后芯片再刻意地通過增加或減小原副邊均不導通的死區(qū)時間toff（圖1）調(diào)整工作頻率tsw，使得tons/tsw固定為1/2，而原副邊匝比Nps隨著變壓器的確定就固定下來了，所以芯片通過控制Ipk和tons/tsw的大小最終掌控了Io的大小（Io=1/4*Ipk*Nps）,從而在次級側(cè)沒有任何檢測電阻的情況下完成了對Io的控制，實現(xiàn)了恒流。同時因為原邊FB是通過檢測下降沿來完成tons計算的，所以只能工作在DCM或者BCM.而這里充電器也只是5V/2A的規(guī)格，工作在DCM的電流峰值不會太大。同時tsw也是不斷變化的，所以系統(tǒng)是以PFM模式工作的。

圖2

二.變壓器設計步驟：

變壓器的參數(shù)包含感量Lp,原副邊匝比Nps,原副邊匝數(shù)Np和Ns等.網(wǎng)上關于此類參數(shù)的計算公式琳瑯滿目，讓人眼花繚亂，似乎可以隨手拈來拿來計算。而筆者認為不同的拓撲，隨著芯片的控制策略不同，上述幾個參數(shù)確定的方法和先后順序都會發(fā)生變化。以本案為例，在不考慮原副邊應力的情況下，希望匝比Nps越大越好，這樣可以在輸出最大電流已經(jīng)確定了的情況下把原邊的電流降到最小，低壓工作時發(fā)熱量也最低。有的芯片還有QR模式，匝比越大，Vo折射到原邊的電壓Vor越大，那么諧振時掉落的波谷也越低，有利于降低開通損耗，最終可以提升效率。可是Nps能一直提升嗎？制約它提升的天花板是什么？（先排除應力，畢竟我們可以選擇耐壓更高的功率器件）。這又得回到上一個章節(jié)恒流控制的結(jié)論，系統(tǒng)必須是不能工作在CCM模式的。那么系統(tǒng)在什么樣的情況下容易進入CCM模式呢？這里先拋出一個結(jié)論：當系統(tǒng)工作在最低輸入電壓并且輸出最大電流負載時是最接近CCM模式的。證明如下：不論系統(tǒng)是怎么工作的，原副邊伏秒平衡總是得遵守的，于是得出：Vin_dc*Dp*tsw=Vs*Nps*tons (4)其中Vin_dc是母線電容上的直流電壓，Dp是原邊導通時的占空比（沒錯，我在PFM控制里依然引進了占空比的概念），Vs是次級側(cè)電感兩端的電壓，這是由輸出電壓Vo加上整流二極管導通壓降Vf得到，其他幾位熟悉的參數(shù)我就不用多介紹了，具體定義見圖1. 由公式（4）推出：Dp=Vs*Nps*tons/(Vin_dc*tsw) (5). 觀察公式（5）你會發(fā)現(xiàn)當其它參數(shù)均固定，Dp是和Nps是成正比例關系的，即匝比Nps越大，原邊導通的占空比Dp越大，那么Dp能一直增大么？ 先看：tsw=tonp+tons+toff （6） 隨著負載的不斷增加，toff時間是不斷減小的（見圖3），這樣tsw才會不斷減小，工作頻率會越來越高，直至toff降至0。 這時tsw=tonp+tons (7). 我們知道對于固定的系統(tǒng)固定的輸出，次級側(cè)消磁時間tons也就固定了（tons=Ipks*Ls/Vs），同時芯片會讓tons/tsw這個參數(shù)死守住為0.5的底線，所以隨著負載的增加，tonp可以“吞掉”toff的部分，但不能吞掉tons的部分，所以tonp/tsw最大也就只能達到0.5,也就是Dp最大為0.5 .此時系統(tǒng)工作在BCM狀態(tài)（臨界導通），此時也是系統(tǒng)能給予次級側(cè)的功率上限了，此時若母線電容上的電壓若下降一點點，見公式（5），則要求Dp進一步增大，可是Dp最大只能到0.5，由公式（5）可以得出Vs也必須得下降了，即輸出電壓也會明顯下降。我們知道輸入低壓滿載的時候母線電容上的電壓呈現(xiàn)一個一個麥當勞的饅頭波型（沒吃過麥當勞的可以看一下它的標志），該波形有波峰也有波谷，波谷對應的為Vin_dc_min。當波谷的電壓低到要求Dp大于0.5，因為芯片沒辦法響應該“非分”的要求，所以最終導致了系統(tǒng)輸出電壓呈周期性的下降，這也就是工頻紋波的來源。。。

分析了那么多，可以得出Nps增加到一定值后，不能在低壓滿載時出現(xiàn)工頻紋波的問題的結(jié)論，即Vin_dc_min恰巧對應上原邊最大占空比0.5 。 由公式（4）推出Nps≦(Vin_dc_min*Dp*tsw)/（Vs*tons）=Vin_dc_min/Vs *0.5*2 (8) 從而得到了Nps的最大值。

圖3

下面可以計算原副邊電壓應力了：

原邊開關管電壓應力： Vce_max=Vdc_spike+Vindc_max+Vs*Nps (9)

副邊整流管應力：Vdr=Vindc_max/Nps+Vs (10)

上面Vdc_spike是漏感導致的電壓尖峰，可以受到原邊snubber的抑制，建議值為120V。根據(jù)上述公式可以選擇原邊MOS和副邊二極管了。

下面要確定的是初級側(cè)峰值電流Ipk,由公式（3）得出Ipk=4Io/Nps （11）

IPk確定后因為芯片內(nèi)部CS pin參考電壓Vcs_ref為0.5V，一旦采樣電阻RCS上電壓達到0.5V，開關關斷，tonp結(jié)束。Rcs=Vcs_ref/Ipk(12). Rcs需要從實際的電阻系列中取值，根據(jù)實際情況進行微調(diào)，考慮到采樣精度，Rcs的精度建議為1%或者更小。

下面要確定變壓器感量了，在一些應用中感量的大小是由電流紋波率r來確定的，但是在本案例中系統(tǒng)一直工作在DCM，所以r為固定值：2。 所以我們沒辦法使用該公式來確定感量Lp的大小。既然沒有了r的約束，自然的我想把感量Lp弄小點，這樣變壓器的個頭也可以越來越小，那么我們可以為所欲為的降低Lp的大小嗎？ 這時我們應該自然地想到這個公式：Po=1/2Lp*Ipk 2*fsw*η (13) 其中Po是系統(tǒng)輸出功率，Lp是原邊感量，Ipk是原邊峰值電流大小，fsw是工作頻率，η是效率。可以看到若輸出功率不變，而Ipk已經(jīng)是固定值，隨著Lp的降低fsw會逐漸上升。那么fsw上升的天花板有哪些呢？ 首先本案例用的是三極管驅(qū)動，受到存儲電荷恢復的影響三極管的工作頻率不能太高，建議在60KHZ以下。同時芯片F(xiàn)B電壓采樣有一個固定延時如4.2us，該延時是為了避開原邊Q1剛關斷時產(chǎn)生的ring的，防止采樣失真。若是工作頻率不斷提高，但采樣延時是固定的，那么4.2us后tons已經(jīng)結(jié)束了，同樣會導致采樣失真。在這里fsw建議為60KHZ,從而得到Lp=2Po/( Ipk 2*fsw*η) (14)

下面需要確定是原副邊匝數(shù)了：原邊匝數(shù)取值應保證磁性不飽和，既，Np≧(Lp*Ipk)/Ae*Bmax. 其中Ae是選擇變壓器的有效磁芯面積，Bmax是最大磁通變化量，對于一般的鐵氧體材質(zhì)如PC40建議為0.3T. Nps和Np都確定后就可以得到副邊匝數(shù)Ns=Np/Nps;以及輔助繞組匝數(shù)Na=Ns*Va/Vs,其中Va是輔助線圈的電壓，建議取值為11V左右。為什么取這個值，這涉及到反激電路在空載和滿載時VCC電容上電壓會大幅度的變化。

首先空載或者輕載時因為打的能量脈沖很弱，間隔時間又長，同時變壓器可以等效為電感，初級側(cè)Q1關斷后這個原邊電感便向次級側(cè)和輔助繞組側(cè)灌輸能量，對于原邊繞組而言，它是分不清次級側(cè)和輔助繞組側(cè)的，這兩個繞組都等效為負載，也就是出現(xiàn)次級側(cè)和輔助側(cè)搶能量的情況（這就像食品匱乏時大家都在瘋搶東西吃），所以你會觀察到原邊Vcc電容Cvcc上電壓波動很大，從11V跌落到9V都有可能，而芯片VCC有一個UVLO欠壓保護點，一旦觸發(fā)該保護，芯片就保護重啟了。。。。所以我們希望輕載時VCC電壓高一點不要觸發(fā)到這個欠壓保護點。

但是呢VCC電壓又不能取得太高，因為當滿載的時候首先能量脈沖比空載時大，而且脈沖頻率很高，這時能量很足，VCC電容上的電壓波動就很小了，原副邊也不像輕載時那樣相互搶能量了（這就像食品豐富了，大家都吃飽了反而相互謙讓起來，都恨不得對方多吃點，自己不要撐著）。同時滿載時對VCC電容還有一個不速之客，那就是原邊剛關斷時產(chǎn)生的RING，這股RING也是能量，會耦合到輔助繞組側(cè)最終傳遞到VCC電容上使得VCC電壓上升很高，所以此時并不滿足和次級側(cè)電壓之間的匝比公式。如果VCC電壓上升到27V時會觸發(fā)VCC過壓保護，然后你就會發(fā)現(xiàn)一個奇怪的現(xiàn)象，加了滿載后機子不停的重啟，你還以為是過載保護了，實際上確是觸發(fā)VCC過壓保護了。這就是為什么輕載時VCC電壓也不要取得過高，如果實在高怎么辦？VCC繞組整流二極管用慢恢復的，可以幫助消化吸收掉一部分RING帶來的能量幫助VCC電壓降低。又或者適當增大Ra的阻值（圖2）.

好了通過以上的步驟確定了變壓器的參數(shù)：Nps,LP,Np,Ns。我們可以發(fā)現(xiàn)上述參數(shù)確定的方法和順序都有一定的考究，網(wǎng)上計算變壓器公式很多，但不能隨便拿來就套用，要根據(jù)實際的芯片控制策略和工作模式來確定，這有點像玩游戲的解迷部分。下個章節(jié)我們會舉實際的案例，一步一步的解析參數(shù)的確定過程，力求讓大家產(chǎn)生更加具體的感覺，同時再把輸入高低壓線補和輸出線補得原理講解清楚。

高低壓電流補償設計

下面講解的是輸入高低壓橫流點平衡的設計，首先我們要理解輸入高壓如264V和輸入低壓90V時，為什么恒流點會有差異？這涉及到模擬電路的沿（斜率）和閥值的概念，如圖1，從當原邊電流峰值在原邊采樣電阻上產(chǎn)生的電壓，達到芯片內(nèi)部設定的門檻電壓Vcs_ref的t1時候，芯片打算關斷開關管，可是受到芯片本身和開關管的延時影響，真正的關斷時刻卻是在t2，對應的電壓為Vcs_ref’，這造成了實際的電流峰值比芯片預期設定的要大（為了示范，做了適當?shù)目浯螅邏合略呺姼猩系碾娏魃仙男甭示褪潜鹊蛪簳r斜率大，經(jīng)過同樣的延時tdelay=t2-t1所造成的誤差Vcs_ref’就更大，這就造成了高壓輸入時會比低壓輸入時輸出的電流要大，這個多出來的△VCS=Vcs_ref’-Vcs_ref=(Vin_dc/Lp) *tdelay*RCS就是我們想要消除的對象，通過公式可以看到它直接與輸入電壓的直流分量成正比，那我們可不可以引入另一個參數(shù)使其也與Vin_dc成正比，但方向相反，達到和△VCS抵消的目的？有了這個思路，我們就可以搭建出合適的電路了，而我的芯片AP3772內(nèi)部就含有該線路，如圖2：

圖1

圖2

當原邊開關管導通的時候，BULK電容上的母線電壓會通過繞組耦合到Vaux輔助繞組上并由FB引腳檢測到，這時S1已經(jīng)閉合，形成了一股電流流過Rline便產(chǎn)生了電壓Vcs_line來補償，這時你可以調(diào)節(jié)Rline阻值的大小來設置補償電壓的大小。公式如下：

FB引腳的負壓Vn與線電壓線性相關：

補償電壓Vcs_line為，

這個電壓補償了原邊電感電流上由于芯片和開關管的延時導致了的增量△VCS因此可以得到Rline來實現(xiàn)不同線電壓下精準的輸出電流

當然芯片如果不自帶有這種補償?shù)脑挘部梢栽谀妇€電壓上連接一個電阻分壓到Rline上來實現(xiàn)補償，思路上是一樣的，不過相較于自帶補償?shù)倪@種，不僅BOM的數(shù)量會增加，而且待機功耗也會增加。

輸出線纜cable補償設計

由于充電線比較長，有一定的電阻，電流通過后必然會產(chǎn)生一定的壓降，同時該壓降和電流的大小線性相關，我們的芯片為了滿足不同應用下不同輸出線纜壓降的線性補償需求，有三個版本的芯片可供選擇。芯片內(nèi)部通過VFB上疊加一個增量△VFB_cable從而在輸出電壓Vout上疊加了一個對應的增量△Vout_cable，而這個增量是與輸出電流線性相關的。AP3772桶過CPC引腳來檢測輸出負載電流的大小然后傳遞給VFB一個線性相關的增量實現(xiàn)線纜的補償。

Datashet上專門定義了一個相關的參數(shù)△VFB_cable/VFB %（圖3）.例如，在AP3772中，這個值是6%，那就意味著滿載時VFB上疊加的增量是6%，而如果輸出電流時滿載的10%，那么這個增量就是0.6%，完全和電流的大小線性相關，這和線損相互抵消，正好使得線端的電壓大小可以不變。根據(jù)不同應用的輸出線纜的阻抗值可以選擇合適的芯片版本。

圖3

假設

那么，

那么

計算出△VFB%后，合適的芯片版本可以根據(jù)此選定。

設計實例（5V/1.2A系統(tǒng)）

下面就把上面所講解的思路和公式通過下面的實例來實現(xiàn)，讓大家更具體的理解：

規(guī)格：

輸入電壓：85Vac-265Vac

線纜端輸出電壓：Vo_cable=5V

輸出滿載電流：Io=1.2A

板端輸出電壓：Vo=5.13V,(AWG22線纜，長度=100cm)

開關頻率：fsw=65KHZ

副邊二極管導通壓降：Vd=0.4V

輔助邊二極管導通壓降：Vda=1.1V

Vcc電壓：Vcc=14V

磁芯型號：RM5(Ae=23.7mm2),Bmax<3000GS

Vdc_spike≦50V(帶snubber電路)

設計步驟：

1）計算變壓器原副邊匝比（Nps）

Nps≦(Vin_dc_min*Dp*tsw)/（Vs*tons）=Vin_dc_min/Vs *0.5*2=15.5

2)檢驗原邊開關管的最大電壓應力和輔助邊二極管的反響壓降

3）計算原邊的峰值電流和電流采樣電阻（Ipk和Rcs）

4)計算變壓器原邊電感量（LP）

5)計算變壓器原邊副邊和輔助邊的匝數(shù)（Np,Ns,Na）

6)檢查原邊的最大占空比

7）檢測輔助邊二極管的反響壓降

8）電壓反饋電阻

9）高低壓電流補償電阻

10）輸出線纜壓降補償

AP3772三個版本的VFB都是4.04V。那么，

根據(jù)datasheet，AP3772B(3%)版本是最優(yōu)的選擇。

這里空載時輸出電壓Vo_NL=5V,滿載時線纜上的輸出電壓比空載時略高一些。

設計結(jié)果匯總：

綜述

PSR基于AP3772的設計，最為關鍵的幾個要素包括待機功耗設計，開關頻率設計，變壓器設計，電壓反饋電阻設計，高低壓電流補償電阻和輸出線纜壓降補償?shù)脑O計。本章給出的是基于理想模型和理想波形的設計框架，一些參數(shù)還需要根據(jù)具體的線路和應用環(huán)境進行是適當?shù)恼{(diào)整。