采用各種FPGA、CPU、DSP和模擬電路組合的現代復雜系統通常需要多個電壓軌。為了提供高可靠性和穩定性，電源系統不僅要提供多個電壓軌，而且必須包含合適的時序控制和必要的保護電路。

參考設計具有6 V至14 V輸入且性能魯棒的多電壓、高效率、25 W通用電源模塊（下文簡稱CN0190）是多電壓電源系統的一種解決方案，如圖1所示。該設計可以輕松根據客戶需求進行調整，并且可以提供大多數常見的系統電壓。該電路采用開關調節器和線性調節器的優質組合，可在輸出滿載時提供約78%的總體效率。滿載情況下，輸出功率約為25 W。

圖1：通用電源模塊的功能框圖

電路描述

該電路的功能框圖如圖1所示。各部分的完整原理圖，請參閱 CN0190 設計支持包。此模塊不僅可以提供數字和模擬電路所需的大多數典型供電軌，而且還展示了一種實現過壓、欠壓和過流檢測和保護的簡單方式。另外，此模式演示了如何實現時序和電源余量微調控制。

該電路設計非常靈活，并具有6 V至14 V的寬輸入電壓范圍。這一切之所以成為可能，是因為各供電軌第一級中采用的高效開關控制器和調節器具有相應的寬輸入范圍。ADM1178模塊為輸入電源提供過壓和過流檢測與保護，并為整個系統提供熱插拔控制。ADM1066提供一種單芯片解決方案，不僅可實現所有12個供電軌的電源監控與時序控制，而且還可以實現3.3V(2A)供電軌的余量微調控制。

輸入保護電路描述

圖2所示電路為模塊提供輸入保護，詳情將在下文介紹。

圖2. 模塊輸入保護電路

輸入電壓極性反轉保護

輸入電壓反相保護由P溝道MOSFET (Q1)提供。在采用正輸入電壓的正常工作模式下，當SYSTEM_POWERIN和SYS_GND之間的電壓為正值且大于柵極-源極閾值電壓時，Q1 (SI7461DP)接通。如果輸入電壓為負值（極性反轉的故障條件），Q1將斷開以防止主電路損壞，其功能類似于二極管。

由于輸入電流較高（高達6.67 A），而且MOSFET的低導通電阻可以較大程度地降低功耗，因此P溝道MOSFET要明顯優于二極管。例如，當VGS等于?4.5 V時，SI7461DP的導通電阻約為0.02 Ω。電流為6.67 A時，功耗僅為0.9 W。而相同電流下，正向壓降為0.6 V的二極管功耗約為4 W。SI7461DP的最大VGS 為±20，可覆蓋模塊6 V至14 V的輸入范圍。注意，Q1的柵極偏置電壓由分壓器R4-R5的輸出提供，使得Q1可以承受輸入電壓變化。

過流檢測與保護

設計采用熱插拔控制器/數字電源監控器 ADM1178 來檢測輸入電流，從而測量15 mΩ電流檢測電阻R2上出現的壓降。通過調制N溝道MOSFET (Q2)的柵極電壓，ADM1178內部FET驅動控制器可以調節最大負載電流。當檢測電阻上的電壓超過100 mV時，柵極驅動電壓限制流過Q2的電流，從而保護下游電路。

過壓和欠壓檢測與保護

ADCMP670-1是一款雙通道、低功耗、高精度比較器，內置400 mV基準電壓源。兩個比較器和外部MOSFET（Q4和Q5）均配置為窗口比較器。低電壓閾值和高電壓閾值（5.54 V和14.35 V）分別由分壓器R10–R11和R12–R13設定。如果輸入電壓在高側位于窗口之外，VOUTA變為高電平，同時Q5接通，而AD1178的ON引腳被拉低，從而關斷Q2。類似地，如果輸入電壓在低側位于窗口之外，VOUTA變為高電平，同時Q4接通，而AD1178的ON引腳被拉低，從而關斷Q2。

過流、欠壓和過壓計算總結

過流閾值 = 100 mV ÷ 15 mΩ = 6.67 A

電流檢測電阻的功率 = 100 mV × 6.67 A = 0.667 W (use 0.75 W resistor)

高電壓閾值 = 0.4 V(R10 + R11)/R11 = 14.35 V

低電壓閾值 = 0.4 V(R12 + R13)/R11 = 5.54 V

IC保護技術

此外還有與各電源IC關聯的幾種保護功能。當輸入電壓低于上電期間供電軌以可預測方式工作所需的最低電壓時，欠壓閉鎖(UVLO)可以禁用所有輸入和IC的輸出。熱關斷(TSD)可以防止IC因高工作結溫而發生損壞。過流保護(OCP)還可以在輸出端發生短路時保護IC。詳情參見各電源IC的數據手冊。

通用電源模塊中的供電軌描述

此模塊提供12個供電軌，具體如表1所示。以下四個供電軌基于同步降壓拓撲結構：3.3V(2A)、1.5V(1A)、1.8V(1A)和1.2V(0.5A)。以下兩個供電軌基于異步降壓拓撲結構：5.0V(1A)和2.5V(1A)。?5 V供電軌由+5.0V(1A)供電軌采用反相降壓/升壓拓撲結構產生。正負模擬供電軌{Px,Nx}(0.1A)由Sepic-Cuk拓撲結構產生。最后三個供電軌由LDO提供。每個供電軌都具有獨立的上電LED指示燈。表1列出了各個供電軌的電壓、最大電流能力、電源IC重要特性和典型應用。

表1. 通用電源模塊的供電軌一覽

低壓差線性調節器(LDO)一般要比開關電源更易使用，并且噪聲更低，瞬變響應特性更佳。不過，當輸出電壓遠遠低于輸入電壓時，其效率很低，這就限制了其電流輸出能力。

開關電源具有高效率和高電流輸出，因此通常是電源系統第一級的優質選擇。通過合理設計控制環路并采用良好的PCB布局技術，可以較大程度地減少開關電源造成的噪聲。

表2. ADIsimPower 的開關轉換器設計參數輸入

使用ADIsimPower設計單個開關電源

ADIsimPower是一款交互式設計工具，不僅可簡化電源IC選擇過程，而且還可提供構建最佳線性或DC/DC轉換器所需的信息。該工具可執行所有繁瑣計算，并可提供最終原理圖、推薦物料清單和預測性能。推薦元件均來自大型器件數據庫，其中器件均具有已知的電氣特性。用戶只需向該程序提供系統級輸入，如表2中所示的最小輸入電壓、最大輸入電壓、輸出電壓、輸出電流、輸出電流紋波、輸出電壓紋波和瞬態響應等。

在這款基于開關控制器和調節器的電源模塊中，所有供電軌都是采用ADIsimPower來設計的，不過?5V(0.2A)供電軌除外，后者采用基于反相降壓/升壓拓撲結構的ADP2301。

設計示例1：采用ADP1872的3.3V(2A)供電軌

圖 3 所示為由ADP1872控制的同步降壓拓撲結構的電路原理 圖。此電路可以分為三個部分。A 部分產生ADP1872的偏置 電壓，B部分是使能控制，而C是供電軌的開關調節器部分。

圖3. 設計示例 1：由基于同步降壓拓撲結構的ADP1872生成的 3.3V (2A)供電軌

ADP1872可以在 2.75 V至 5.5 V的寬偏置電壓范圍內工作。在 此電路中，偏置電壓由 4.7 V齊納二極管和NPN緩沖晶體管一 起提供，如圖 3 的A部分所示。所選齊納二極管(DDZ9687) 在 50 μA電流時具有 4.7 V的齊納電壓。ADP1872可以接受高 達 20 V的輸入電壓。

ADP1872的引腳 2 (COMP/EN) 不僅連接到內部的精密使能電路，而且還連接到內部誤差放大器（控制整體環路特性）的輸出端。N溝道MOSFET (Q9)用于將ADP1872的使能控制接地，從而禁用該器件。當Q9 關斷時，ADP1872 “ 使能，而環路特性由C11、C12 和R16 網絡控制。Q8 用作反相器，這樣B 部分輸入端的正邏輯信號(EN_3.3V)可以使能 ADP1872。

圖 3 中 C 部分所示是使用 ADIsimPower 生成的設計，其采用 表 2 中的輸入。

設計示例 2：具有輸出過流檢測與保護的正負模擬供電軌 {Px,Nx}(0.1A)

正負模擬供電軌{Px,Nx}(0.1A)均采用基于Sepic-Cuk拓撲結 構的升壓控制器ADP1613設計。通過更改反饋路徑中的電阻 值，可以將輸出設置為四種不同的對稱輸出電壓。電壓可以 設置為 {+2.5V,?2.5V} 、 {+5V,?5V} 、 {+12V,?12V} 和 {+15V,?15V}。在圖 4 所示電路中，所有元件都是基于 ADIsimPower來選擇。輸出電容增加到 10 μF，從而進一步減 少模擬電源的輸出紋波。另外使用一個外部LC濾波器（采用 一個氧化鐵磁珠和一個 3T電容）來進行噪聲抑制。R76 和R77 是添加用于過流檢測的 240 m?分流電阻，不會顯著影響控制 環路的特性。

圖 4. 設計示例 2：基于ADP1613控制的Sepic-Cuk拓撲結構電路的模擬{Px,Nx}(0.1A)供電軌

過流檢測電路如圖 5 所示。ADM1170是一款具有軟啟動特性 的熱插拔控制器，在此電路中用于對正輸出供電軌進行過流 檢測。內部過流檢測電路可以接受 1.6 V至 16.5 V范圍內的電 壓，包括 2.5 V至 15 V的{Px,Nx}輸出范圍。當SENSE+和 SENSE?之間的電壓大于 50 mV（典型值）時，選通引腳接地，關斷ADP1613。通過 240 m?的分流電阻R76，過流閾值設置為 208 mA（典型值）。

圖 5. {Px,Nx }(0.1A )供電軌的過流檢測電路

負供電軌的過流檢測電路采用高共模電壓、可編程增益差動 放大器AD628和內置 0.6 V基準電壓源的比較器ADCMP350。AD628是一款二級放大器，第一級是一個具有 0.1 固定增益 的差動放大器，第二級的增益(G)可以通過外部電阻編程。過 流閾值和分流電阻與正供電軌上使用的數值相同。第二級放 大器的增益為G = 125，通過公式 1 計算求解G：

其中，ITHRESHOLD= 208 mA，而RSHUNT= 240 m?。

AD628由{Px,Nx}供電軌供電，而兩個供電軌在模塊初始上電 期間需要一定時間來完成建立。在此期間，AD628可能會因未定義電源電平而出現工作異常。為此，可以使用 2 k?電阻 R62，在{Px,Nx}供電軌達到其最終值之前拉低AD628的輸出， 從而防止電路進入閂鎖狀況。

設計示例 3：采用ADP2301控制的反相降壓/升壓拓撲結構 得到?5V(0.2A)

ADP2301是異步降壓調節器。在圖 6 所示電路中，該器件在 反相降壓/升壓拓撲結構中用于產生負電壓。在此拓撲結構中，ADP2301的VIN引腳和GND 引腳分別連接到供電軌的輸入端和輸出端。其他負電壓可以通過改變反饋電阻的值來產生。不過，|VIN| + |VOUT|必須小于ADP2301的最大輸入電壓 20 V，這點非常重要。

圖 6. 設計示例 3：由 ADP2301 控制的?5V 反相降壓/升壓拓撲結構

電源監控、時序控制和余量微調控制

電壓監控

ADM1066 Super Sequencer超級時序控制器是一款可配置器件，可針對多電源系統的電源監控和時序控制提供一種單芯片解決方案，其電路如圖 7 所示。系統輸入電源連接到 ADM1066的VH。除?5V(0.2A)之外的所有供電軌經過電阻分壓器衰減后，直接連接到VPx、VXx和AUXx。

圖 7. 利用 ADM1066 實現電源時序控制、電壓監控和電壓余量微調控制

ADM1066具有多達 10 個電源故障檢測器(SFD)。輸入可以配 置用于檢測欠壓故障（輸入電壓降至預設值以下）、過壓故障（輸入電壓升到預設值以上）或超出窗口故障（輸入電壓位于預設值范圍之外）。該模塊中的所有電源均采用超出窗口故障標準加以監控。各窗口的閾值設置為VOUT + 5%和VOUT ? 5%。各電源的參數如表 3 所列。

表3. 輸出電壓供電軌的過壓和欠壓閾值

ADM1066的 10 個PDO輸出控制所有 12 個供電軌。5.0V(1A)、?5V(0.2A)和{Px,Nx}(0.1A)共享一個PDO引腳。所有其他供電軌均由單個PDO引腳控制。

時序控制策略

根據輸出供電軌，電源路徑最多可分為三級，如圖 1 所示。3.3V(2A)、2.5V(1A)、5V(1A)和{Px,Nx}(0.1A)供電軌由輸入 電壓直接轉換，并且僅流過一級。3V(0.1)、1.5V(1A)、 1.8V(1A)、1.2V(0.5A)、?5V(0.2A)和 3.3V(0.1A)供電軌流過 二級。1.0V(2A)供電軌流過三級。

時序和控制策略如下：

按順序開啟第 1 級、第 2 級和第 3 級，然后檢查各供電軌上的電壓。

如果一些供電軌在啟動時發生故障，則關閉同一級的所有供電軌，并返回來檢查上一級中的供電軌。如果上一級中的供電軌全部正常，則再次開啟這一 級的所有供電軌。

在所有供電軌成功開啟之后，監控這些供電軌。如 果任何供電軌發生故障，則關閉這三級中的所有供 電軌，然后返回到第一步并開啟第 1 級的供電軌。

4.0.6 版ADM106x配置工具生成的狀態機如圖 8 所示。狀態圖中使用的術語定義如下：

PSetUp：檢查電源輸入電壓

TOnStx：開啟第 x 級(x = 1, 2, 3)

TOffStx：關閉第 x 級(x = 1, 2, 3)

MoStx：監控第 x 級(x = 1, 2, 3)

MoAll：監控這三級中的所有供電軌

注意：二進制字格式為(PDO10, PDO9, PDO8, PDO7, PDO6, PDO5, PDO4, PDO3, PDO2, PDO1)

圖 8. 電源監控與時序控制策略狀態機圖

3.3V(2A)電壓軌的余量微調控制

ADM1066利用 6 個DAC來實現閉環余量微調系統，以便通過 更改反饋節點，或利用DAC輸出更改DC/DC轉換器的基準電 壓來實現電源調整。DAC1 通過R85、C82 和R89 連接到 3.3V(2A)供電軌上的ADP1872反饋級。電容C82 用于對PCB 走線噪聲去耦。R89 和R85 的總電阻設置為 152.3 k?，因此 允許在VOUT_3.3(2A) ? 0.2 V至VOUT_3.3V(2A) + 0.2 V的范 圍內連續調整 3.3V(2A)的輸出。

開關電源和整個電源模塊的測量效率

測量效率與各開關電源負載電流的函數關系如圖 9 所示。電 源模塊的總體效率如圖 10 所示，其中輸入電壓為 10 V 且輸 出端滿載。表 4 總結了輸入電壓為 6 V、10 V 和 14 V 時的模塊效率。

圖9. 開關電源的效率與輸出電流之間的關系

圖10. 10V 輸入時滿載模塊的總體效率

表4. 不同輸入電壓下的滿載電源模塊效率

測量輸出電壓紋波

紋波在所有開關模塊輸出端上測得。對于 1.5V(1A)、ADP2114 開關電源輸出，典型結果如圖 11 所示。紋波結果如表 5 所示。

表 5. 開關調節器紋波和瞬態響應總結

*這些輸出還驅動模塊中的其他調節器。

紋波測量高度依賴于電路布局、示波器帶寬設置、探頭帶寬 和探頭連接到輸出端的方式。圖 11 所示測量結果是使用 500 MHz、10 倍無源探頭 P6139A，通過 Tektronix TDS3034B 300 MHz示波器獲得的。示波器和探頭組合的全帶寬為300 MHz。示波器具有多種內部帶寬設置，可使用內部濾波器來減少有 效帶寬。圖 11 所示數據采用全 300 MHz 帶寬測得。

圖 11. 1.5V(1A)，輸出電流為 0.5A時的ADP2114輸出紋波（Tektronix TDS3034B示波器、P6139A探頭、示波器帶寬設置為 300 MHz）

測量瞬態響應

FPGA、DSP以及其他數字IC通常會在電源上引入瞬態電流負 載。在這些條件下，電源電壓必須保持在規定范圍內，這點 非常重要。對于基于ADP2114的 1.8V(1A)輸出，典型瞬態響 應如圖 12 所示。表 5 總結了開關電源的瞬態響應測量結果。注意，對于 3.3V(2A)、5V(1A)和 1.8V(1A)供電軌，階躍電流 要高于單個供電軌輸出電流，因為這些供電軌驅動多個級。

圖 12. 1.8V(1A)，ADP2114 輸出瞬態響應（Tektronix TDS3034B 示波器、 P6139A 探頭、示波器帶寬設置為 20 MHz）

常見變化

ADM1275 是一種單芯片解決方案，可為系統提供熱插拔控制以及過流、欠壓和過壓檢測與保護。ADM1870具有內部偏置調節器，可為內部電路供電，從而可減少外部元件數量。ADM1870具有內部偏置調節器，可為內部電路供電，從而可減少外部元件數量。ADP1871 和ADP1873是ADP1870和 ADP1872的省電模式(PSM)版本，也可用于輕負載條件下需要高效率的應用。ADP2116 是一款可配置的3 A/3 A或3 A/2 A雙路輸出負載組合或合并為6 A單路輸出負載，并且與ADP2114引腳兼容。具有大電流輸出能力的負供電軌可以由基于Cuk拓撲結構的ADP1621產生。

電路評估與測試

使用直流電源上電后，只需使用6 V至14 V范圍內的任意電壓即可評估此電源模塊。測試任意供電軌的輸出能力時，務必確保直流電源能夠滿足相關要求。ADM1066將在圖8所示的預載監控和控制策略下開啟所有供電軌。您也可以設計自己的控制策略并通過I2C總線連接器JP1下載到ADM1066，以便利用ADM106x超級時序控制器評估板軟件，針對自己的應用實現電源監控和時序控制。

EVAL-CN0190-EB1Z評估板的照片如圖13所示。

圖13：EVAL-CN0190-EB1Z通用電源照片

設備要求（可以用同等設備代替）

Tektronix TDS3034B 4通道300 MHz彩色數字熒光示波器

Tektronix P6139A、500 MHz、8 pF、10 MΩ、10倍無源探頭

Agilent N3302A、150 W、0 A至30 A、0 V至60 V電子負載模塊與N3300A相結合

Agilent E3631A、0 V至6 V、5 A；0 V至±25 V、1 A、三路輸出直流電源

Agilent 3458A、8.5位數字萬用表

Fluke 15B數字萬用表

USB-SMBUS-CABLE Z（USB轉I2C接口電視棒）或CABLE-SMBUS-3PINZ（并行端口轉I2C接口電纜）

配有USB接口的PC（Windows 2000或Windows XP）

設置與測試

測量供電軌效率的框圖如圖14所示。使用10 V直流電源給EVAL-CN0190-EB1Z上電后，將電子負載Agilent N3302A設置為在恒流模式下工作。將Agilent 3440A設置為電流表，并將Fluke 15B設置為電壓表。功率輸出可以通過將VOUT 與IOUT相乘而計算得出。VIN和IIN可以直接從Agilent E3631A直流電源的顯示窗口讀取。效率可以通過公式2計算得出：

圖14. 用于測量效率的測試設置

紋波和瞬態響應利用圖15所示的電路來測量。示波器的通道A監控該模塊的輸出電壓。通道B監控0.1 ?電流檢測電阻上的電壓，該電壓與負載電流成比例。使用預設幅度和頻率將電子負載設置為“開關”模式。然后便可使用示波器捕獲輸出動態電壓和電流。

圖15：用于測量紋波和瞬態響應的測試設置