頻譜擴展（FSS）技術廣泛應用于功率變換器中，用于降低電磁干擾（EMI）噪聲。在實際應用中，設計人員需要仔細考量 FSS 設計中的多個參數，在優化 EMI 性能的同時盡量減少副作用。

本文將介紹 FSS 的調制波形、頻率和幅度等參數，并分析它們對 EMI 頻譜的影響。文章還將討論評估頻譜擴展技術以優化 FSS 參數的三種關鍵方法，并介紹 MPS 能夠在各種應用中實現 FSS 設計的靈活解決方案。

01頻譜擴展（FSS）技術簡介

電源變換器中以高頻運行的有源開關會在電路中產生高 dV/dt 節點和高 dI/dt 環路，這會導致不良 EMI 噪聲流入電路。

圖 1 顯示了降壓變換器中 dV/dt 節點的開關波形。

圖 1：電源變換器中的高 dV/dt 開關節點

當開關頻率（fSW）固定時，EMI 噪聲尖峰會在 fSW的基波和諧波頻率處（見圖 2(a)）出現，而 EMI 標準（如 CISPR 25）要求峰值噪聲頻譜不能超過一定的閾值。

FSS 技術的主要原理就是調制電源變換器的 fSW以分散頻譜中的噪聲能量，從而降低 EMI 噪聲頻譜峰值（見圖 2(b)）。

圖 2：頻譜中的基波和諧波分量（a）以及降低噪聲頻譜峰值的 FSS 技術（b）

頻譜擴展技術的有效性長期以來遭受了一些質疑，因為它只是降低了 EMI 頻譜的峰值以滿足 EMI 標準，而不是降低總噪聲能量。盡管如此，這項技術仍被廣泛采用，其功能可以通過頻域和時域來說明[1]：

頻域：EMI 易感電路僅對少數頻率范圍敏感，FSS 技術可降低這些頻率范圍的功率密度。

時域：EMI 易感電路有一個穩定時間；如果敏感頻帶信號的時間間隔短于穩定時間，則干擾會減少。FSS 技術可縮短敏感頻帶的時間間隔。

過去幾年，人們提出了各種具有不同調制波形的頻譜擴展技術，并通過改變頻率與時間的關系來應用這些技術。

圖 3 顯示了典型的頻譜擴展調制波形，包括正弦波、三角波、Hershey Kiss 和偽隨機波，每種波形對 FSS 性能的影響都不同。

圖 3：正弦波（a）、三角波（b）、Hershey Kiss（c）和偽隨機波（d）FSS 調制方法

圖 4 顯示了影響 FSS 性能的典型參數，例如調制頻率（fM）、幅度（Span）和調制指數（m），其中 TM為調制周期。

圖 4：FSS 技術的典型參數

要優化 FSS 參數，需要評估各種參數對 FSS 性能的影響，以及 FSS 參數對每種方法的影響。

02FSS 性能評估方法

評估 FSS 性能的方法主要有三種：仿真法、IC 評估法以及信號發生器法。下面將詳細介紹這些方法。

1仿真法

用電路仿真工具生成開關波形然后分析頻譜是評估 FSS 性能的一種直接方法。但仿真工具通常只提供快速傅里葉變換（FFT） 結果，這與 EMI 接收器實際測量的的頻譜不同。因此，FSS 仿真應基于 EMI 接收器測量方式，而不應單純依賴 FFT 結果。

圖 5 顯示了步進頻率 EMI 接收器的示意圖，其中包括混頻器、中頻（IF）濾波器、包絡檢測器和 EMI 噪聲檢測器等關鍵模塊。

圖 5：步進頻率 EMI 接收器示意圖

EMI 接收器可通過混頻器和本地振蕩器（LO）將輸入信號轉換為中頻。由于 LO 頻率可調，因此可通過改變 LO 頻率將整個輸入頻率范圍轉換為恒定中頻，并使用 IF 濾波器來提取目標頻率周圍的分量。

接著，由 IF 濾波器確定分析儀的分辨率。EMI 標準（如 CISPR 16）對 IF 濾波器的傳遞增益有具體的要求。在仿真中，IF 濾波器通常可以被建模為帶通高斯濾波器，其中傳遞增益可以通過公式（1）來計算：

RBW 系數（c）可用公式（2）來計算：

其中，RBW 是 EMI 接收器的分辨率帶寬。

IF 濾波器的輸出被首先饋送到包絡檢測器，包絡檢測器會隨時間提取輸入信號的幅度（見圖 5）。該檢測器也可以在仿真中用傳遞函數建模。[2]

噪聲檢測器是 EMI 接收器的最后一級。圖 6 中的 EMI 接收器顯示了各種 EMI 標準（如 CISPR 標準）均要求的峰值、平均值或準峰值（QP）。不同的 EMI 測量標準依賴于特定的模擬濾波器特性，而這些濾波器的行為都可以在仿真工具中進行建模。

圖 6：噪聲檢測器及其在仿真中的等效模型

基于上述流程可知，使用仿真工具模擬 EMI 接收器是可行的。圖 7 比較了測量的 EMI 頻譜與基于升降壓 LED 驅動器MPQ7200-AEC1得到的仿真頻譜。結果表明，仿真頻譜擴展效應與測量結果相符。

圖 7：仿真和測量 EMI 的比較 獲取仿真結果通常是一項耗時的工作。因此，預測不同 FSS 參數的影響可能需要一種更方便的評估方法，例如直接使用 IC 測試得到。2IC 評估法

對于某些 IC 器件，頻譜擴展參數可以通過數字接口來配置。帶數字接口的評估板可以簡化在不同設置下檢查 EMI 性能的過程。

MPS 很多產品都提供可配置參數的數字接口。圖 8 顯示了集成型升降壓變換器MPQ8875A-AEC1的配置表示例。其中，FSS 可啟用或禁用， fM和 span 也可調整，可通過數字方式對性能進行評估。

圖 8：MPQ8875A-AEC1 配置表

對于不提供數字接口的產品，可以使用模擬引腳來設置 fSW。可以設計一個外部電路，讓 fSW遵循三角波形，其中 fM和 span 由 R、C 值確定。圖 9 顯示了降壓開關穩壓器MPQ4430用于配置 fSW 的外部電路。

圖 9：通過外部電路配置 MPQ4430 的開關頻率3信號發生器法

如果沒有合適的 IC 可以通過數字接口或模擬引腳來配置頻譜擴展設置，或者需要評估的 FSS 參數未包含在 IC 設置中，則可以使用信號發生器進行評估。

信號發生器的輸出需要連接到 EMI 接收器上進行分析。通過適當的設置，信號發生器可以利用各種 FSS 技術生成開關波形。這樣，噪聲源的 EMI 頻譜就可以被模擬，并通過連接到 EMI 接收器的 PC 直接顯示。可以將不采用 FSS 的結果設置為基準，再來比較各種 FSS 技術的降噪效果。

大多數信號發生器都支持頻率調制（FM），以模擬正弦波或三角波頻譜擴展。對于偽隨機或其他復雜調制，可利用相關波形編輯器來生成波形文件。

信號的幅度應足夠小，建議約 100mV，以保護 EMI 接收器的射頻（RF）輸入端口。

03選擇適當的 FSS 參數1頻譜擴展調制波形

圖 10 展示了不同頻譜擴展調制波形的頻譜。例如，正弦波調制的頻譜在邊緣處有一個尖峰，而 Hershey Kiss 調制的頻譜平坦很多。

圖 10：正弦波調制（a）、三角波調制（b）和 Hershey Kiss 調制（c）的波形和頻譜

正弦波調制的頻率斜率（df/dt）在整個頻率范圍的兩側較小，在中心頻率較大；這表明 fSW在邊緣處分布不均勻，從而導致邊緣出現尖峰。而三角波調制雖然中心頻率處的 df/dt 超過邊緣頻率處的 df/dt，但與正弦波調制相比，df/dt 更恒定，因此頻譜更平坦。

要降低峰值 EMI 噪聲，建議使用較平坦的頻譜，并且 df/dt 和時間應保持恒定。一般來說，三角波調制的性能通常足夠好且易于實現，因此廣泛應用于電源設計中。2調制幅度、頻率、指數和 RBW

如前所述，調制幅度、調制頻率和調制指數等參數會影響 EMI 性能，EMI 接收器的 RBW 也會影響結果。下面我們將一一探討。

圖 11 顯示了調制幅度在 1% 至 40% 之間的 EMI 頻譜。紅色跡線是禁用 FSS 時的噪聲頻譜包絡，可將其設置為基線。

圖 11：各種調制幅度的 EMI 頻譜

雖然幅度越大 EMI 性能越好，但幅度超過 20% 并不能帶來顯著改善。事實上，較大的 FSS 幅度還會影響變換器的穩定性，并與 AM 波段（530kHz 至 2MHz）等敏感波段重疊。因此，通常選擇 10% 至 20% 幅度。

增加頻率幅度也有助于降低 EMI 噪聲，但要避免相鄰諧波開始重疊；重疊發生在接近 fSW / span 的頻率處，如圖 11 中的紅色圓圈所示。

調制頻率也是影響 FSS 性能的一個因素。圖 12 顯示了各種調制頻率的 EMI 頻譜。對于固 RBW，峰值 EMI 噪聲存在一個最佳調制頻率，實際中該頻率通常在 RBW 附近。在此示例中，RBW 選擇為 9kHz，則最佳調制頻率也約為 9kHz。如果 RBW 和幅度（或者 ?f）固定，則可以實現最佳 m。

圖 12：各種調制頻率的 EMI 頻譜

要分析不同調制指數的降噪效果，可以考慮調制指數非常大（見圖 13(a)）和調制指數非常小（見圖 13(b)）這兩種情況。

圖 13：調制指數非常大（a）調制指數非常小（b）的 2MHz 方波的 EMI 頻譜

對 2MHz 方波進行不同的頻率擴展調制，利用信號發生器生成 EMI 頻譜，并通過 EMI 接收器進行分析。如果調制指數非常大，則意味著在 EMI 接收器捕獲 RBW 相關數據期間 fSW 幾乎保持不變，所以頻率擴展的效果基本不可見；相反，如果 調制指數很小，則 fSW 只有幾次跳變；能量都集中在這幾次跳變上，無法均勻分布在整個頻段上。

在不同的 RBW 設置下，最佳 m 是不同的。根據 CISPR 規范，對于 B 頻段（150kHz 至 30MHz），RBW 等于 9kHz；對于 C 和 D 頻段（30MHz 至 1GHz），RBW 等于 120kHz。我們需要權衡在這種情況下的 fM 選擇：fM = 9kHz 時，低頻段的 EMI 性能得到了優化；而在 fM = 120kHz 時，高頻段的 EMI 得到了優化（見圖 14）。

圖 14：fM = 9kHz（a）和 fM = 120kHz（b）時 2MHz 方波的 EMI 頻譜3EMI 檢測器

要通過 EMI 測試，峰值和平均 EMI 噪聲都必須符合相應的規定。與峰值噪聲類似，FSS 參數對平均 EMI 噪聲的影響也可以通過信號發生器和 EMI 接收器來檢查。表 1 顯示了在不同 FSS 參數和噪聲檢測器下的降噪性能結果比較。

表 1：不同 FSS 參數和噪聲檢測器下的降噪性能

與峰值噪聲不同，由于均值檢測器的數據采集間隔明顯大于峰值檢測器，因此調制指數越大，均值 EMI 噪聲的衰減效果越好。即使調制指數較大，能量仍會均勻分布在 FSS 跨度上。在選擇 FSS 參數時，根據其對峰值 EMI 噪聲的影響選擇合適的 fM 更為重要。4雙調制 FSS

如前所述，如果調制頻率接近 RBW，則在應用 RBW 的頻帶中可實現最佳頻譜擴展性能。圖 15a 顯示了具有雙頻分量的調制波形，它可以用于實現高頻和低頻性能之間的平衡。圖 15b 顯示了將不同高頻/低頻分量比的波形導入信號發生器，以供 EMI 接收器做進一步處理。

圖 15：雙調制 FSS 的調制波形（a）以及信號發生器應用不同比率的調制波形（b）

表 2 給出了雙調制頻譜擴展的性能。

表 2：雙調制 FSS 的性能

與單調制 FSS 相比，雙調制技術有助于改善高頻帶的 EMI 性能，而低頻 EMI 性能有所下降。

在電源變換器開關頻率越來越高的今天，高頻 EMI 問題成為亟待解決的難題。雙調制 FSS 技術可提高高頻 EMI 噪聲的衰減能力，目前已在 MPS 多款電源 IC 中得到應用，如MPQ4371-AEC1。5不同應用中的 FSS 考量

某些應用有自己的敏感頻帶，如雷達傳感器和 D 類音頻放大器。采用 FSS 技術不應在這些頻帶上引起額外的噪聲。例如，雷達傳感器的 RF 軌對基帶（10kHz 至幾兆 Hz）中的電源紋波和噪聲很敏感，因為這些電源為鎖相環（PLL）電路、基帶模數轉換器（ADC）和合成器等模塊供電（見圖 16）。

圖 16：雷達傳感器的基帶

圖 17a 顯示了雙 FM 頻譜擴展的波形，這是一種通過調制 fM 來降低基帶噪聲性能影響的方法。圖 17b 對比了雙 FM FSS 與單 FSS 的頻譜表現。其中方波頻譜采用固定 fM 進行調制，在 fM 點及其諧波處會出現顯著分量，這些分量對基帶噪聲性能可能造成影響。但 fM 周圍的頻譜峰值大幅降低，這對降低對雷達傳感器等敏感頻段的噪聲影響非常有利。

圖 17：雙 FM FSS 調制波形（a），單 FSS 和雙 FM FSS 頻譜（b）

D 類放大器應用的音頻頻帶（正常音頻范圍為 20Hz 至 20kHz，高分辨率音頻范圍為 20Hz 至 40kHz）對電源噪聲敏感，因此 FSS 技術不應該影響噪聲。該頻帶不是很寬，減少基帶噪聲性能影響的一種直接方法是將 fM 設置在音頻頻帶之外。對于 20kHz 頻帶，fM 通常可以在 35kHz 和 50kHz 之間，對于 40kHz 頻帶，fM 可以在 70kHz 和 100kHz 之間。

總結

頻譜擴展技術是降低 EMI 噪聲的有效方法。本文介紹了 FSS 技術相關參數，并提供指導如何選擇合適的 FSS 參數。

我們還介紹了仿真、IC 以及信號發生器等評估 FSS 性能的方法。

在一些對噪聲敏感的應用中，例如雷達傳感器和 D 類音頻放大器，更加需要恰當地選擇 FSS 參數，以避免影響器件的正常運行。