1. 整流二極管的電壓震蕩

前一篇文章了討論零電壓移相全橋的基本工作原理以及關鍵的設計問題，滯后橋臂的ZVS實現和占空比丟失。

在分析的過程中，整流電路的二極管被視為了理想二極管，但實際上，輸出整流二極管的寄生結電容同樣會和變壓器的漏感或者外加諧振電感產生諧振，引起整流二極管上的電壓振蕩和電壓尖鋒。

針對此問題，通過在變壓器的原邊引入兩只箝位二極管，可以有效地消除輸出整流二極管上的電壓尖鋒和電壓振蕩。

結合前一篇文章移相全橋的工作原理得，在t5時刻，ip反向增大到折算到原邊的電流濾波電流，即 -i Lf /K, DR1截止，此后，ip繼續增大，DR1的結電容CDR1被充電，此時，諧振電感Lr與CDR1諧振，導致輸出整流二極管的電壓產生震蕩。

圖1 [t 5 , t 6 ]時段，諧振電感與結電容CDR1諧振工作

2. 整流二極管的電壓震蕩抑制方法

針對此問題，目前流行的解決方案是在諧振電感和變壓器原邊繞組之間加箝位二極管。而根據箝位二極管在原邊連接位置的不同，又可以分為Tr-Lead型和Tr-Lag型，即變壓器與超前臂連接，諧振電感與滯后臂連接，稱為Tr-Lead型，變壓器與滯后臂連接，諧振電感與超前臂連接稱為Tr-Lag型，如圖2所示。

(a) Tr-Lead型 (b)Tr-Lag型

圖2 二極管箝位的PSFB變換器的結構圖

(a)Tr-Lead型PSFB的波形 (b)Tr-Lag型PSFB的波形

圖3 二極管箝位的PSFB變換器的主要波形

由于上一篇文章已經分析過移相全橋的具體換流過程，所以對加入鉗位二極管的移相全橋就不再具體闡述其環流過程，只給出典型波形分析其工作過程。圖3分別給出了兩種帶有箝位二極管的移相全橋變換器的主要工作波形，從工作波形中，可以對比得到如下結論：

1.箝位二極管的導通次數，

Tr-Lead型移相全橋的箝位二極管在一個周期內導通兩次，Tr-Lag型移相全橋的箝位二極管在一個周期內導通一次，箝位二極管電流應力相對較小；

2.零電壓的開關實現

由于加入了箝位二極管，超前橋臂的ZVS，Tr-Lead型移相全橋變換器所需能量由輸出濾波電感提供，Tr-Lag型移相全橋變換器所需能量由諧振電感和輸出濾波電感共同提供，相對容易些。

滯后橋臂的ZVS，由于Tr-Lag型移相全橋變換器的諧振電流小于Tr-Lead型移相全橋變換器，其滯后臂的ZVS相對來說要苦難些。

3.占空比丟失

占空比丟失與諧振電流從正向(負向)變化到負向(正向)的折算到原邊的濾波電感電流所需過度時間有關，而由于Tr-Lag型移相全橋變換器的諧振電流小于Tr-Lead型移相全橋變換器，占空比丟失有所減小，從而可以適當增加原副邊的變比，降低通態損耗，提高變換效率。

4.隔直電容的影響

實際電路中，對角功率器件Q1和Q4的導通時間和通態壓降不可能跟另一對Q2和Q3完全相同，導致vAB存在一個小的直流分量，長時間會導致磁芯飽和。抑制直流分量有兩種方式，電流峰值控制法和串聯隔直電容。

采用峰值電流法，保證在Q1和Q4導通期末的電流跟Q2和Q3導通期末的電流相同，就可防止變壓器直流磁化。采用隔直電容則可以調節Q1和Q 4 (Q2和Q 3 )的導通時間，減小直流分量。而根據箝位二極管的位置，隔直電容的串聯位置有四種可能，如圖4所示。

(a)Tr-Lead-LC型 (b)Tr-Lead-TC型

(c)Tr-Lag-TC型 (d)Tr-Lag-LC型

圖4 加入隔直電容的四種移相全橋變換器拓撲

對于Tr-Lead型移相全橋變換器來說，箝位二極管在一個周期導通兩次，一次是零狀態，諧振電感與變壓器均被短路，另一次是將輸出整流二極管電壓箝位之后一段時間，此時只有諧振電感被短路。因此當加入隔直電容后，無論哪種連接方式都會導致ip或者iLr的正負半周不對稱，繼而導致箝位二極管電流不對稱。

對于Tr-Lag型移相全橋變換器來說，箝位二極管只是將輸出整流二極管電壓箝位之后一段時間內導通，此時只有諧振電感被短路，因此類似于Tr-Lead型移相全橋變換器，當隔直電容與諧振電感串聯，Cb的直流電壓分量會造成諧振電感電流正負半周不對稱，而隔直電容與變壓器串聯，則不會被箝位二極管所影響，導致原邊電流正負半周不對稱，不會影響變換器的可靠性，所以在Tr-Lag型移相全橋變換器中引入隔直電容與變壓器串聯是避免變壓器直流磁化最優方案。

3. 總結

當考慮整流二極管的實際特性時，移相全橋的工作過程中，諧振電感也會與整流二極管的結電容發生諧振，引起震蕩，而原邊加入鉗位二極管可以有效解決這個問題。根據鉗位二極管接入的位置，分為了Tr-Lead型和Tr-Lag型。

從具體工作過程看，尤其是還考慮隔直電容的位置時，得出Tr-Lag-TC型鉗位二極管的方案最優，即變壓器與滯后臂相連，且隔直電容與變壓器連接。