放大器級的設(shè)計由兩個彼此相關(guān)的不同級組成，因此問題變得難以在數(shù)學上建模，特別是因為有非線性因素與這兩級相關(guān)。第一步是選擇用來緩沖傳感器輸出并驅(qū)動ADC輸入的放大器。第二步是設(shè)計一個低通濾波器以降低輸入帶寬，從而最大限度地減少帶外噪聲。

理想的放大器是提供剛剛好的帶寬以正確緩沖傳感器或變送器產(chǎn)生的信號，而不會增加額外噪聲，并且功耗為零，但實際放大器與此相距甚遠。在大多數(shù)情況下，放大器規(guī)格將決定整體系統(tǒng)性能，尤其是在噪聲、失真和功耗方面。為了更好地弄清楚問題，第一步是了解離散時間ADC的工作原理。

離散時間ADC獲得連續(xù)時間模擬信號的樣本，然后將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字碼。當信號被采樣時，根據(jù)模擬轉(zhuǎn)換器的類型，同一固有問題有兩種不同的情況。

SARADC集成一個采樣保持器，其基本上由一個開關(guān)和一個電容組成，作用是保持模擬信號直到轉(zhuǎn)換完成，如圖1所示。

圖1. 采樣保持電路圖

離散時間∑-?ADC或過采樣轉(zhuǎn)換器實現(xiàn)了類似的輸入級，即具有一定內(nèi)部電容的輸入開關(guān)。∑-?ADC的采樣機制略有不同，但采樣輸入架構(gòu)類似，使用開關(guān)和電容來保持模擬輸入信號的副本。

在這兩種情況下，開關(guān)都是用CMOS工藝實現(xiàn)，閉合時電阻為非零值，通常為幾歐姆。此串聯(lián)電阻與采樣電容（pF級）的組合，意味著ADC輸入帶寬常常非常大，在許多情況下要遠大于ADC采樣頻率。

對轉(zhuǎn)換器來說，輸入信號帶寬是一個問題。在采樣理論中，我們知道高于奈奎斯特頻率（ADC采樣頻率的一半）的頻率信號應(yīng)被移除，否則這些頻率信號將在目標頻帶中產(chǎn)生鏡像或混疊。通常，噪聲頻譜中有相當一部分功率存在于ADC奈奎斯特頻率以上的頻帶中。如果不處理這種噪聲，它將混疊到奈奎斯特頻率以下，增加本底噪聲（如圖2所示），使系統(tǒng)的動態(tài)范圍明顯降低。

圖2. 奈奎斯特折疊鏡像

ADC輸入信號帶寬，以及緩沖器輸出帶寬，是第一個要解決的問題。為確保噪聲不會向下混疊，必須限制ADC輸入信號的帶寬。這不是一個小問題。

通常，放大器的選擇是基于大信號帶寬（即壓擺率）和增益帶寬積的規(guī)格，以便應(yīng)對輸入信號的極端情況，這決定了ADC可以跟蹤的最快變化的信號。

然而，放大器的有效噪聲帶寬等于小信號帶寬（通常針對小于10mVp-p的信號而考慮），這常常比大信號帶寬高出至少四到五倍。

換句話說，如果大信號規(guī)格是針對500kHz而選擇，那么小信號帶寬很容易就能達到2MHz或3MHz，這可能會導致ADC采集到大量噪聲。因此，在將模擬信號輸入ADC之前，應(yīng)在外部限制小信號帶寬，否則測得的噪聲將是ADC數(shù)據(jù)手冊規(guī)格的三到四倍。

圖3. 同相放大器配置

表1. 放大器折合到輸出端的噪聲，RTO

記住，放大器產(chǎn)生的熱噪聲取決于放大器增益和總系統(tǒng)帶寬。電路示例如圖3所示，噪聲源總結(jié)在表1中，其中：

k為玻爾茲曼常數(shù)(1.38×1023J/K),

電阻值單位為Ω，

BW指小信號帶寬。

但是，這還沒完。ADC內(nèi)部開關(guān)電阻和電容定義了模擬輸入帶寬，但由于輸入信號的變化，會產(chǎn)生時域充放電循環(huán)。每次開關(guān)（連接到采樣ADC電容的外部電路）閉合時，內(nèi)部電容電壓可能與先前儲存在采樣電容上的電壓不同。

下面是一個經(jīng)典的模擬問題：“若有兩個并聯(lián)電容連接到一個開關(guān)，開關(guān)斷開時，一個電容儲存了一些能量，那么當開關(guān)閉合時，兩個電容會發(fā)生什么？”

答案取決于充電電容儲存的能量和電容之間的比率。例如，如果兩個電容具有相同的值，則能量將在它們之間均分，電容端子間測得的電壓將減半，如圖4所示。

圖4. 充電（左）和未充電（右）的電容

這就是反沖問題。一些ADC會執(zhí)行內(nèi)部校準以補償內(nèi)部誤差，這稱為自穩(wěn)零校準。這些程序會使采樣電容電壓接近供電軌或另一電壓，例如基準電壓的一半。

這意味著放大器緩沖的外部信號和采樣電容（其必須保存模擬值以便獲取新樣本）常常不是處于相同的電位（電壓）。因此，采樣電容必須充電或放電，以使其與緩沖器輸出具有相同的電位。此過程所需的能量將來自外部電容（低通RC濾波器中的電容）和外部緩沖器。這種電荷再分配和電壓的建立將需要一定的時間，在此期間電路中各點處的電壓將受到干擾，如圖1所示。再分配的電荷量可能很大，相當于電流流入或流出放大器并流入電容。

結(jié)果是放大器應(yīng)當能夠在非常有限的時間內(nèi)對低通濾波器的外部電容和ADC的采樣電容進行充電/放電，低通濾波電阻則會用作限流器。

更具體地說，放大器應(yīng)當能夠在給定誤差范圍內(nèi)從采樣電容和外部源對電容充電/放電。外部低通濾波器的截止頻率應(yīng)該比目標頻帶略高一點，由濾波器的時間常數(shù)、ADC的位數(shù)以及樣本之間的最差情況轉(zhuǎn)換（即我們應(yīng)當能夠準確測量的最差輸入階躍）來定義。

解決該問題的較簡單方法是選擇具有足夠壓擺率、帶寬增益積、開環(huán)增益和CMRR的放大器，并將您在市場上能夠找到的最大電容放在輸出端，而電阻足夠小，以滿足低通濾波器帶寬要求。

由于電容非常大，反沖問題將可以忽略不計，帶寬受低通濾波器限制，所以問題得以解決，對嗎？

很遺憾，上面的解決方案不會奏效，但如果您很好奇，想嘗試上述解決方案，那么您會發(fā)現(xiàn)兩點：電容將像煉乳容器那么大，放大器不喜歡輸出端有虛部阻抗。

放大器的性能取決于放大器看到的虛部阻抗。在這種情況下，低通濾波器的缺點是THD和建立時間性能降低。建立時間的增加將導致放大器無法對電容充電，使得ADC采樣的電壓不是正確的最終電壓。這將加劇ADC輸出的非線性。

為了更好地闡述上面的觀點，圖5顯示了放大器驅(qū)動不同阻性負載的性能差異。圖6顯示了容性負載引起的小信號過沖，這會影響建立時間和線性度。

圖5. AD4896-2 THD性能與負載的關(guān)系

圖6. ADA4896-2的小信號傳輸響應(yīng)與負載的關(guān)系

為了最大限度地解決這個問題，放大器輸出應(yīng)通過低通濾波器的串聯(lián)電阻與外部電容隔離。電阻應(yīng)足夠大，以保證緩沖器不會看到虛部阻抗，但又足夠小，以滿足所需的輸入系統(tǒng)帶寬，并使緩沖器流出的電流在電阻上引起的IR壓降最小（放大器可能無法足夠快地使這種電壓降穩(wěn)定下來）。同時，電阻應(yīng)支持外部電容減小到足夠小的值，以最小化反沖而不影響建立時間。

幸運的是，有一些工具可以讓我們預測ADC、放大器和濾波器的組合性能，比如說精密ADC驅(qū)動器工具。此工具可以對反沖、噪聲和失真性能進行仿真。

通常，一階低通濾波器出現(xiàn)在許多建議中，但為什么沒有人使用更高階濾波器？除非應(yīng)用明確要求消除輸入信號中較大的帶外干擾或諧波，否則增加濾波器階數(shù)將給系統(tǒng)帶來額外的復雜性。一般來說，折衷方案是讓小信號帶寬略高于需求，這會影響噪聲，但好處是能夠輕松驅(qū)動ADC輸入級，并能降低功耗和成本。

我們之前提到，放大器不喜歡虛部阻抗和/或提供大電流，但這不可避免，因為虛部阻抗是電容帶來的，而電容能解決反沖問題。

改善這種情況的唯一辦法是減少反沖。這種解決方案已被最新的ADI轉(zhuǎn)換器采用，例如AD7768和AD4000。

由于轉(zhuǎn)換器架構(gòu)不同，每種器件采用的解決方案也不同。AD4000SARADC可在低于模擬輸入范圍的電源下工作。采用的解決方案稱為高阻模式，僅適用于100kHz以下的采樣頻率。

在AD7768中，電源等于或高于模擬輸入范圍。AD7768采用的解決方案稱為預充電緩沖器，與高阻模式相反，其工作頻率最高可達ADC最大采樣頻率。

兩種解決方案均基于相同的工作原理，驅(qū)動ADC的主要困難是電容電荷再分配。換句話說，當內(nèi)部開關(guān)重新連接采樣電容時，輸入緩沖器和低通濾波器看到的電壓降越低，電壓反沖就越小，ADC輸入電流相應(yīng)減小。因此，驅(qū)動ADC就越容易，建立時間也越短。濾波器電阻上的壓降降低，故交流性能得到提升。

圖7顯示了預充電緩沖器和高阻模式使能與禁用情況對輸入電流的影響。

圖7. 輸入電流

輸入電流越高，放大器帶寬也應(yīng)越高（即越快）。因此，輸入低通濾波器帶寬應(yīng)該越高，這會影響噪聲。

例如，對于以1MSPS采樣的1kHz輸入信號，使用SINAD來評估性能。在不同的濾波器截止頻率下，我們得到如圖8所示的結(jié)果。

圖8. 使用和不使用高阻模式兩種情況下AD4003 SINAD與輸入帶寬的關(guān)系

上圖顯示，相比于完全相同的配置但高阻模式關(guān)閉，低輸入電流（高阻模式開啟）降低了濾波器截止頻率要求和濾波器電阻的IR壓降，提升了ADC性能。

從圖8可以觀察到，通過提高輸入濾波器截止頻率，外部放大器可以更快地對采樣電容充電/放電，但代價是噪聲會提高。例如，在高阻模式開啟時，500kHz時的采樣噪聲小于1.3MHz時的采樣噪聲。因此，SINAD在500kHZ輸入帶寬時更好。此外，低通濾波器所需的電容會減小，有助于提高放大器驅(qū)動器的性能。

ADI最新ADC中實現(xiàn)的這些更易于驅(qū)動或減輕負擔的特性，對整個信號鏈都有一些重大影響。ADC設(shè)計人員將一些驅(qū)動問題引入ADC芯片本身的關(guān)鍵優(yōu)勢，在于該解決方案可以設(shè)計為盡可能高效地滿足ADC的信號要求，從而解決一些問題，包括輸入帶寬和放大器穩(wěn)定性。

減小流入ADC輸入端的電流，從而減少反沖，意味著放大器要處理的電壓階躍較低，但仍然具有與標準開關(guān)電容輸入相同的完整采樣周期。

減小給定時間內(nèi)要建立的階躍電壓，與使用較長時間來建立較大階躍意義相同。凈效應(yīng)是放大器現(xiàn)在不需要如此寬的帶寬來將輸入充分建立到同一最終值。帶寬減小通常意味著放大器功耗更低。

看待這種情況還有一種方式：想象一下，通常認為沒有足夠帶寬來使給定ADC輸入建立的放大器，現(xiàn)在能夠在使能預充電緩沖器的情況下實現(xiàn)充分建立。

ADI應(yīng)用筆記AN-1384介紹了一系列放大器在三種功耗模式下與AD7768配合使用時可實現(xiàn)的性能。此文檔介紹的放大器之一是ADA4500-2,當不使用預充電緩沖器時，它難以在中功率模式下使AD7768的輸入建立(THD>-96dB)。但是，當使能預充電緩沖器時，性能顯著提升到優(yōu)于-110dBTHD。

ADA4500-2是一款10MHz帶寬放大器，在給定模式下使AD7768建立所需的帶寬約為12MHz，我們看到，易驅(qū)動特性現(xiàn)在支持使用這種較低帶寬放大器。因此，這些特性不僅使得前端緩沖電路的設(shè)計更加容易，而且還允許更自由地選擇元器件以保持在系統(tǒng)功耗或熱限值范圍內(nèi)。

流入ADC模擬輸入引腳的電流減小的第二個優(yōu)點，是現(xiàn)在流過串聯(lián)電阻（其用作輸入RC網(wǎng)絡(luò)的一部分）的電流減小。

對于傳統(tǒng)ADC輸入，相對較大的電流意味著只能使用小值電阻，否則會在該電阻上產(chǎn)生很大電壓降。這里的大壓降可能導致ADC轉(zhuǎn)換結(jié)果中出現(xiàn)增益誤差或線性誤差。

然而，使用較小電阻值也有挑戰(zhàn)。使用較小電阻實現(xiàn)相同的RC帶寬意味著要使用更大電容。但是，這種大電容與小電阻組合可能導致緩沖放大器不穩(wěn)定。

使用易驅(qū)動特性時遇到的電流減小情況，意味著可以使用較大值電阻而不會影響性能，并能確保系統(tǒng)穩(wěn)定。

考慮上文所述的電路設(shè)計優(yōu)勢，很明顯，使用這些特性還能獲得性能優(yōu)勢或進一步改善性能的機會。

已經(jīng)提到的優(yōu)勢，即能夠利用較低帶寬放大器實現(xiàn)更好的性能，也可以用于擴展更優(yōu)化系統(tǒng)的性能。例如，即便是已充分建立的輸入信號，當最終建立發(fā)生時，輸入之間仍可能存在一些不匹配。因此，使能預充電緩沖器之類的特性將意味著這種最終建立會小得多，故而能夠?qū)崿F(xiàn)最高水平的THD，而以前這是不可能的。

流過RC網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)電阻的電流減小也有利于性能。此外，不僅輸入電流顯著降低，而且它幾乎不依賴于輸入電壓。THD也能得到改善，因為輸入對上電阻的任何不匹配都會導致ADC輸入端看到較小電壓差，并且電壓降不具有信號依賴性。

較低的輸入電流對失調(diào)和增益精度也有影響。由于絕對電流減小，以及信號相關(guān)的電流變化減少，每個通道或每個電路板上的元件值變化導致失調(diào)和增益誤差發(fā)生較大變化的可能性也較小（同理，較低電流導致串聯(lián)電阻上的電壓變小）。利用預充電緩沖器可以實現(xiàn)更好的絕對失調(diào)和增益誤差規(guī)格，系統(tǒng)內(nèi)不同電路板或通道的性能也會更為一致。

在ADC采樣速率為適應(yīng)不同信號采集需求而變化的系統(tǒng)中，例如在數(shù)據(jù)采集卡中，較低電流還有另一個好處。在沒有預充電緩沖器的情況下，輸入無源元件上的電壓降隨ADC的采樣速率而變化，因為在較高采樣速率下，ADC輸入電容常常會更頻繁地充電和放電。這同時適用于模擬輸入路徑和基準輸入路徑，ADC將此電壓變化視為與采樣速率相關(guān)的失調(diào)和增益誤差。

但是，當使能預充電緩沖器時，絕對電流以及相應(yīng)的絕對電壓降在開始時會小得多，因此ADC采樣速率變化引起的電壓變化也會低得多。在最終系統(tǒng)中，這意味著當調(diào)整采樣率時不大需要重新校準系統(tǒng)失調(diào)和增益誤差，并且失調(diào)和增益誤差對ADC采樣速率的變化不那么敏感。

易使用特性的主要優(yōu)點之一與總成本有關(guān)。各方面的設(shè)計和性能優(yōu)勢導致開發(fā)成本和運行成本有可能降低。

• 更簡單的設(shè)計意味著設(shè)計工作量減少，完成第一個原型的時間更快。

• 原型設(shè)計一次成功的機率更大。

• 易驅(qū)動特性支持更低的帶寬，因而可以使用較低成本的放大器。

• 失調(diào)和增益優(yōu)勢可以減少工廠校準。

• 性能改進可以減少現(xiàn)場校準或按需校準，從而減少停機時間和/或提高產(chǎn)量。

表2顯示了A-1384應(yīng)用筆記中的一些測量數(shù)據(jù)，此數(shù)據(jù)有助于設(shè)計人員選擇合適的放大器來驅(qū)動AD7768-1。ADC表格中的例子說明，當使能預充電特性時，改善幅度相當明顯。具體來說，THD的改善是上面提到的減輕ADC加之于驅(qū)動電路的負擔的綜合效應(yīng)的結(jié)果。例如，當使能預充電緩沖器時，采用 ADA4945-1放大器的配置使THD提高4dB。類似地，ADA4807-2電路使THD增加18dB。這些例子表明：高性能的放大器，當與ADI的許多最新ADC提供的易驅(qū)動特性結(jié)合時，可以實現(xiàn)一流的性能水平。

表2. 使用不同放大器的AD7768-1性能

由于轉(zhuǎn)換器的反沖和帶寬要求，設(shè)計一個驅(qū)動無緩沖ADC的電路并非易事，需要適當?shù)姆椒ê驼壑钥紤]。很多時候，所需電路將決定整體系統(tǒng)的THD、SNR和功耗等方面的性能。ADI采用SAR和∑-?技術(shù)的最新精密轉(zhuǎn)換器集成了一系列特性，可最大限度地減小轉(zhuǎn)換器輸入電流。這將使反沖最小，大大減少并簡化外部電路，實現(xiàn)以前無法實現(xiàn)的規(guī)格數(shù)值。SAR和∑-?技術(shù)因而更易于使用，工程時間得以縮短，系統(tǒng)特性得到改善。