提高功率密度已經成為電源變換器的發展趨勢。對于當今的開關電源(SMPS)而言，具有高可靠性也是非常重要的。LLC 諧振半橋變換器因其自身具有的多種優勢逐漸成為一種主流拓撲。這種拓撲得到了廣泛的應用，包括高端服務器、平板顯示器電源的應用。但是，包含有LLC諧振半橋的ZVS橋式拓撲，需要一個帶有反向快速恢復體二極管的MOSFET，才能獲得更高的可靠性。

零電壓開關(ZVS)拓 撲因具有極低的開關損耗、較低的器件應力而允許采用 高開關頻率以及較小的外形，從而越來越受到青睞 。這些諧振變換器以正弦方式對能量進行處理，開關器件可實現軟開閉，因此可以大大地降低開關損耗和噪聲。

在這些拓撲中，相移ZVS全橋拓撲在中、高功率應用中得到了廣泛采用，因為借助功率MOSFET的等效輸出電容和變壓器的漏感可以使所有的開關工作在ZVS 狀態下，無需額外附加輔助開關。在LLC諧振變換器中的一個潛在失效模式與由于體二極管反向恢復特性較差引起的直通電流相關。即使功率MOSFET的電壓和電流處于安全工作區域，反向恢復dv/dt和擊穿dv/dt也會在如啟動、 過載和輸出短路的情況下發生。

LLC諧振半橋變換器

LLC諧振變換器與傳統諧振變換器相比有如下優勢：

寬輸出調節范圍，窄開關頻率范圍

即使空載情況下，可以保證ZVS

利用所有的寄生元件，來獲得ZVS

LLC諧振變換器可以突破傳統諧振變換器的局限。正是由于這些原因，LLC諧振變換器被廣泛應用在電源供電市場。LLC諧振半橋變換器拓撲如圖1所示，其典型波 形如圖2所示。圖1中，諧振電路包括電容Cr和兩個與之 串聯的電感Lr和Lm。

作為電感之一，電感Lm表示變壓器的勵磁電感，并且與諧振電感Lr和諧振電容Cr共同形成 一個諧振點。重載情況下，Lm會在反射負載RLOAD的作用下視為完全短路，輕載情況下依然保持與諧振電感Lr串 聯。因此，諧振頻率由負載情況決定。Lr 和Cr決定諧振頻率fr1，Cr和兩個電感Lr 、Lm決定第二諧振頻率fr2，隨著負載的增加，諧振頻率隨之增加。諧振頻率在由變壓器和諧振電容Cr決定的大值和小值之間變動，如公 式1、2所示。

LLC諧振變換器的失效模式

啟動失效模式

圖3和圖4給出了啟動時功率MOSFET前五個開關波形。 在變換器啟動開始前，諧振電容和輸出電容剛好完全放電。與正常工作狀況相比，在啟動過程中，這些空電容會使低端開關Q2的體二極管深度導通。因此流經開關 Q2體二極管的反向恢復電流非常高，致使當高端開關 Q1導通時足夠引起直通問題。啟動狀態下，在體二極管 反向恢復時，非常可能發生功率MOSFET的潛在失效。圖5給出了LLC諧振半橋變換器啟動時的簡化波形。

圖6給出了可能出現潛在器件失效的工作模式。在t0~t1時 段，諧振電感電流Ir變為正。由于MOSFET Q1處于導通 狀態，諧振電感電流流過MOSFET Q1 溝道。當Ir開始上 升時，次級二極管D1導通。因此，式3給出了諧振電感 電流Ir的上升斜率。因為啟動時vc(t)和vo(t)為零，所有的 輸入電壓都施加到諧振電感Lr的兩端。這使得諧振電流劇增。

在t1~ t 2時段，MOSFET Q1門極驅動信號關斷，諧振電感 電流開始流經MOSFET Q2的體二極管，為MOSFET Q2產生 ZVS條件。這種模式下應該給MOSFET Q2施門極信號。由于諧振電流的劇增，MOSFET Q2體二極管中的電流比正 常工作狀況下大很多。導致了MOSFET Q2的P-N結上存儲 更多電荷。

在t2~t3時段，MOSFET Q2施加門極信號，在t0~t1時段 劇增的諧振電流流經MOSFET Q2溝道。由于二極管D1 依然導通，該時段內諧振電感的電壓為：

。

該電壓使得諧振電流ir(t)下降。然而，

很小，并不足以在這個時間段內使電流反向。在t3時刻，MOSFET Q2電流依然從源 極流向漏極。另外，MOSFET Q2的體二極管不會恢復，因為漏源極之間沒有反向電壓。下式給出了諧振 電感電流Ir的上升斜率：

在t3~t4時段，諧振電感電流經MOSFET Q2體二極管續 流。盡管電流不大，但依然給MOSFET Q2的P-N結增加 儲存電荷。

在t4~t5時段，MOSFET Q1通道導通，流過非常大的直 通電流，該電流由MOSFET Q2體二極管的反向恢復電 流引起。這不是偶然的直通，因為高、低端MOSFET正 常施加了門極信號；如同直通電流一樣，它會影響到該 開關電源。這會產生很大的反向恢復dv/dt，有時會擊穿 MOSFET Q2。這樣就會導致MOSFET失效，并且當采 用的MOSFET體二極管的反向恢復特性較差時，這種失 效機理將會更加嚴重。

過載失效模式

圖7給出了不同負載下LLC諧振變換器的直流增益特性 曲線。根據不同的工作頻率和負載可以分為三個區域。諧振頻率fr1的右側（藍框）表示ZVS區域，空載時小 第二諧振頻率fr2的左側（紅框）表示ZCS區域，fr1和fr2 之間的可能是ZVS或者ZCS，由負載狀況決定。所以紫 色的區域表示感性負載，粉色的區域表示容性負載。圖 8給出了感性和容性負載下簡化波形。當開關頻率 fs

MOSFET在零電流處關斷。在MOSFET開通前，電流流 過另一個MOSFET的體二極管。當MOSFET開關開通， 另一個MOSFET體二極管的反向恢復應力很大。由于大 反向恢復電流尖峰不能夠流過諧振電路，它將流過另一個MOSFET。這就會產生很大的開關損耗，并且電流和 電壓尖峰能夠造成器件失效。因此，變換器需要避免工 作在這個區域。

對于開關頻率fs>fr1，諧振電路的輸入阻抗為感性。MOSFET電流在開通后為負，關斷前為正。MOSFET開 關在零電壓處開通。因此，不會出現米勒效應從而使開 通損耗小化。MOSFET的輸入電容不會因米勒效應而 增加。而且體二極管的反向恢復電流是正弦波形的一部 分，并且當開關電流為正時，會成為開關電流的一部 分。因此，通常ZVS優于ZCS，因為它可以消除由反向 恢復電流、結電容放電引起的主要的開關損耗和應力。

圖9給出了過載情況下工作點移動軌跡。變換器正常工 作在ZVS區域，但過載時，工作點移動到ZCS區域，并 且串聯諧振變換器特性成為主導。過載情況下，開關電 流增加，ZVS消失，Lm被反射負載RLOAD完全短路。這 種情況通常會導致變換器工作在ZCS區域。ZCS（諧振 點以下）嚴重的缺點是：開通時為硬開關，從而導致 二極管反向恢復應力。此外，還會增加開通損耗，產生 噪聲或EMI。

二極管關斷伴隨非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt條件 下，會產生很高的反向恢復電流尖峰。這些尖峰會比穩 態開關電流幅值大十倍以上。該大電流會使MOSFET損 耗大大增加、發熱嚴重。MOSFET結溫的升高會降低其 dv/dt的能力。在極端情況下，損壞MOSFET，使整個系 統失效。在特殊應用中，負載會從空載突變到過載，為 了能夠保持系統可靠性，系統應該能夠在更惡劣的工作 環境中運行。

圖10和圖11給出了過載時功率MOSFET開關波形。電流 尖峰發生在開通和關斷的瞬間。可以被認作是一種“暫 時直通”。圖12給出了過載時LLC諧振變換器的簡化波 形，圖13給出了可能導致器件潛在失效問題的工作模 式。

在t0 ~ t1時段，Q1導通，諧振電感電流Ir為正。由于 MOSFET Q1處于導通狀態，諧振電流流過MOSFET Q1 溝道，次級二極管D1導通。Lm不參與諧振，Cr與Lr諧 振。能量由輸入端傳送到輸出端。

在t1 ~ t2時段，Q1門極驅動信號開通，Q2關斷，輸出電 流在t1時刻為零。兩個電感電流Ir 和 Im相等。次級二極 管都不導通，兩個輸出二極管反向偏置。能量從輸出電 容而不是輸入端往外傳輸。因為輸出端與變壓器隔離， Lm與Lr串聯參與諧振。

在t2 ~ t3時段，MOSFET Q1 依然施加門極信號，Q2關 斷。在這個時段內，諧振電感電流方向改變。電流從 MOSFET Q2的源極流向漏極。D2開始導通，D1反向偏 置，輸出電流開始增加。能量回流到輸入端。

在t3 ~ t4時段，關斷MOSFET Q1和Q2的門極信號，諧振 電感電流開始流過MOSFET Q2的體二極管，這就為 MOSFET Q1創造了ZCS條件。

在t4 ~ t5時段，MOSFET Q2開通，流過一個很大的直通 電流，該電流由MOSFET Q1體二極管的反向恢復電流 產生。這不是偶然的直通，因為高、低端MOSFET正常 施加了門極信號；有如直通電流一樣，它會影響到該開 關電源。這會形成很高的反向恢復dv/dt，時常會擊穿 MOSFET Q2。這樣就會導致MOSFET失效，當使用的 MOSFET體二極管的反向恢復特性較差時，這種失效機 理會更加嚴重。

短路失效模式

最壞情況為短路。短路時，MOSFET導通電流非常高 （理論上無限高），頻率也會降低。當發生短路時，諧 振回路中Lm被旁路。LLC諧振變換器可以簡化為由Cr和 Lr組成的諧振電路，因為Cr只與Lr發生諧振。因此圖12 省略了t1 ~ t2時段，短路時次級二極管在CCM模式下連續 導通。短路狀態下工作模式幾乎與過載狀態下一樣，但 是短路狀態更糟糕，因為流經開關體二極管的反向恢復 電流更大。

圖14和圖15給出了短路時功率MOSFET的開關波形。短 路的波形與過載下的波形類似，但是其電流的等級更 高，MOSFET結溫度更高，更容易失效。

功率MOSFET失效機理

體二極管反向恢復dv/dt

二極管由通態到反向阻斷狀態的開關過程稱為反向恢 復。圖16給出了MOSFET體二極管反向恢復的波形。首 先體二極管正向導通，持續一段時間。這個時段中，二 極管P-N結積累電荷。當反向電壓加到二極管兩端時， 釋放儲存的電荷，回到阻斷狀態。釋放儲存電荷時會出 現以下兩種現象：流過一個大的反向電流和重構。在該 過程中，大的反向恢復電流流過MOSFET的體二極管， 是因為MOSFET的導通溝道已經切斷。一些反向恢復電 流從N+源下流過。

如圖18和圖19所示，Rb表示一個小電阻。基本上，寄生 BJT的基極和發射極被源極金屬短路。因此，寄生BJT 不能被激活。然而實際中，這個小電阻作為基極電阻， 當大電流流過Rb時，Rb產生足夠的壓降使寄生BJT基極發射極正向偏置，觸發寄生BJT。一旦寄生BJT開通， 會產生一個熱點，更多的電流將涌入該點。負溫度系數 的BJT會使流過的電流越來越高。終導致器件失效。圖17給出了體二極管反向恢復時MOSFET失效波形。電流等級超過反向恢復電流峰值Irm時正好使器件失效。這 意味著峰值電流觸發了寄生BJT。圖20和圖21給出了由 體二極管反向恢復引起芯片失效的燒毀標記。燒毀點是芯片脆弱的點，很容易就會形成熱點，或者需要恢復 過多儲存電荷。這取決于芯片設計，不同設計技術會有 所變化。

如果反向恢復過程開始前P-N結溫度高于室溫，則更容易形成熱點。所以電流等級和初始結溫度是器件失效的兩個重要的因素。影響反向恢復電流峰值的主要因素 有溫度、正向電流和di/dt。圖22給出了反向恢復電流峰 值與正向電流等級的對應曲線。如圖22所示，大限度 抑制體二極管導通，可以降低反向恢復電流峰值。如果 di/dt增大，反向恢復電流峰值也增大。在LLC諧振變換器中，功率MOSFET體二極管的di/dt與另一互補功率開 關的開通速度有關。所以降低其開通速度也可以減小 di/dt。

擊穿dv/dt

另一種失效模式是擊穿dv/dt。它是擊穿和靜態dv/dt的組合。功率器件同時承受雪崩電流和位移電流。如果開關過程非常快，在體二極管反向恢復過程中，漏源極電壓 可能超過大額定值。例如，在圖16中，漏源極電壓 大值超過了570V ，但器件為500V 額定電壓的 MOSFET。過高的電壓峰值使MOSFET進入擊穿模式， 位移電流通過P-N結。這就是雪崩擊穿的機理。另外， 過高的dv/dt會影響器件的失效點。dv/dt越大，建立起的位移電流就越大。位移電流疊加到雪崩電流后，器件受 到傷害，導致失效。基本上，導致失效的根本原因是大電流、高溫度引起的寄生BJT導通，但主要原因是體二極管反向恢復或擊穿。實踐中，這兩種失效模式隨機發生，有時同時發生。

解決方法

在啟動、過載或短路狀況下，過流保護方法有多種：

增加開關頻率

變頻控制以及 PWM控制

采用分裂電容和鉗位二極管

為了實現這些方法，LLC諧振變換器需要增加額外的器件、改進控制電路或者重新進行散熱設計，這都增加了系統的成本。有一種更為簡單和高性價比的方法。由于體二極管在LLC諧振變換器中扮演了很重要的角色，它對失效機理至關重要，所以集中研究器件的體二極管特性是解決這個問題的好方法。越來越多的應用使用內嵌二極管作為關鍵的系統元件，因此體二極管的許多優勢得以實現。其中，金或鉑擴散和電子輻射是非常有效的 解決方法。這種方法可以控制載流子壽命，從而減少反 向恢復充電和反向恢復時間。隨著反向恢復充電的減 少，反向恢復電流峰值和觸發寄生BJT的可能性也隨之 降低。因此，在過流情況下，如過載或短路，這種帶有 改進的體二極管的新功率MOSFET可以提供更耐久、更 好的保護。

審核編輯：湯梓紅