飛行時間（ToF）激光雷達面臨的一個更困難的挑戰是接收信號鏈所需的高靈敏度。通常，準直（平行光線）激光脈沖被發送到一個點。準直激光源的優點是它限制了發散造成的光損失，并使光斑尺寸在距離內保持恒定。然而，一旦光線照射到物體上，這種光就會向多個方向反彈——這稱為散射。反射回光源的光量與 1/R 成正比2，也稱為平方反比定律。在短距離內，檢測物體并不困難。然而，為了檢測>100米處的物體，需要高增益來檢測由于平方反比定律損失而導致的少量反射光。在接收器中使用高增益的后果之一是環境光對信號鏈的影響。太陽是波長范圍很廣的光源。激光雷達系統通常選擇900 nm和1550 nm的波長，因為這些光譜中來自太陽的光自然為零。不幸的是，為了探測遠處的物體，我們在接收器中獲得了顯著的收益，即使光譜中有這些自然零點，太陽的環境光也會使接收器飽和。這有效地使系統失明并使其無用。本文將探討如何減輕環境光對激光雷達接收器鏈的影響的解決方案。

基本

退后一步，激光用于發出狹窄的光脈沖;該激光脈沖擊中目標，光線從物體反射。檢測器用于測量該反射返回所需的時間。通過了解光速和激光脈沖的往返時間，可以計算出距離。通常，脈沖激光的振幅越高，返回信號就越大。對于遠程激光雷達，激光功率的人眼安全限制了現代系統的范圍。曲線下的面積決定了脈沖的能量，如圖1所示。通過達到更高的峰值功率，必須減小該脈沖的寬度，以使曲線下的面積低于眼睛安全限值。因此，我們的目標是提供寬度相對較窄的高振幅激光脈沖。在當前的LIDAR系統中，脈沖寬度約為5 ns，并且正在向更短的脈沖寬度移動。激光雷達需要考慮的另一個方面是散射。通常，使用雪崩光電二極管（APD）檢測器來提供光增益，以解決平方反比定律問題。APD有利于信號鏈，因為跨阻放大器（TIA）是信號鏈中噪聲的限制因素。通過在檢波器中施加增益，可以降低系統的輸入參考噪聲。請記住，APD存在局限性，增益過大會在擊穿時產生較差的噪聲性能。

圖1.不同激光輸出的示例。

激光雷達挑戰

與任何其他工程問題一樣，需要權衡取舍。接收信號鏈需要具有足夠高的帶寬來檢測~5 ns寬激光脈沖的邊緣，并且檢波器的電容需要很小，以不限制TIA帶寬。較小的電容也有助于APD的散粒噪聲，因為它們彼此成比例。對于實際應用，必須平衡靈敏度、帶寬和功耗。在接收信號鏈中獲得更高增益的另一個挑戰是隨之而來的大動態范圍。現代APD的反向偏置接近300伏，以實現這些更大的增益。當高反射物體非?？拷?a target="_blank">探測器時，問題變得明顯。這種大信號與APD相對較大的增益相結合，可能導致數百mA電流流過TIA。大多數通信TIA不能在這種事件中幸存下來，更不用說在下一個脈沖周期的合理時間內恢復了。幸運的是，激光雷達專用TIA具有內置箝位，可分流電流并在100 ns以下恢復。通過占空比和關閉未使用的通道來解決電源問題?？紤]到這些，最后一個大問題是來自環境光的直流光電流，解決這個問題并非易事。

交流耦合與直流耦合輸入

乍一看，一個簡單的解決方案是將輸入耦合到TIA以阻止直流電。不幸的是，這種方法有很多陷阱。飽和恢復時間將受到影響，使系統失明。如果來自近距離物體的大脈沖，交流電容器將被充電。TIA只能向交流電容注入少量電流，因為反饋電阻（大約為10 kΩ至100 kΩ）限制了電流。根據電容器的值，RC時間常數非常大，可能需要數百μs才能恢復。這是不可接受的，因為通常為2 m檢測分配100 μs的時間，并且我們將錯過來自更遠物體的信號。交流耦合TIA的另一個缺陷是激光源的重復率。當您交流耦合輸入脈沖時，脈沖將在交流電容上取平均值。探測器的信號是單極性的，會慢慢地為交流電容器充電。該電容器上會產生直流偏移。這系統地減小了TIA的線性范圍，直流偏移將根據重復率和返回信號的幅度而變化。有關交流輸入耦合TIA的更詳細分析，請參閱“如何有效設計和優化LIDAR系統的TIA接口”一文。幸運的是，直流耦合輸入避免了所有這些細微差別和次級效應，但代價是增加了復雜性。消除此電流的有效方法是集成閉環電路，將相反的電流注入TIA的輸入。

直流取消電路

圖2顯示了如何實現模擬閉環以消除直流輸入電流的框圖。誤差放大器的工作是查看TIA的輸出，并向TIA的輸入注入相反的電流。它比較并伺服輸出以匹配 TIA 的基準電壓源。最好使用TIA的基準電壓源來推導誤差放大器的基準電壓源，原因有二：與輸出的基準電壓源匹配，并確保PSRR對于TIA來說是守恒的。為了節省功耗和成本，誤差放大器的電路應使用帶寬較低的放大器。建議對誤差放大器的輸入使用低通濾波器，因為您不希望快速脈沖耦合回輸入。

圖2.直流取消框圖。

圖 3 示出了 LTC6560 的直流消除電路。當TIA沒有輸入電流時，LTC6560的輸出標稱值約為1 V DC。因此，需要從基準電壓源分壓一個電阻分壓器來匹配該電壓，將基準電壓標稱值1.5 V分壓以匹配輸出1 V。 R1和C1產生約10.6 kHz的低通;這有助于最大限度地降低誤差放大器注入 LTC6560 的噪聲量。該低通將是該環路的主極點，可以根據不同的帶寬要求進行調整。一個簡單的積分誤差放大器電路用于將LTC6560的輸出伺服至1 V;請記住，當LTC1上沒有電流時，標稱輸出電壓為6560 V。R2是一款20 kΩ電阻，是將LT6015的輸出轉換為電流的簡單方案。該電阻器的值和運放的最大擺幅將根據 LT6015 的輸出擺幅設定最大電流。由于LT6015不是軌到軌運放，因此最大直流抵消將限制為LT6015的最大擺幅與LTC6560的輸入自偏置電壓（標稱值為1.5 V）之差。這大約是 3 V，將為我們提供 150 μA 的最大直流抵消電流。

圖3.用于 LTC6560 的直流消除電路。

圖 4 和圖 5 示出了 LTC6560 DC 消除電路的 LTspice 仿真。請注意，仿真中使用V2來設置積分誤差放大器的基準電壓源。這用于幫助電路仿真和建立確定性的起始電壓。?

該 DC 消除電路也可與 LTC6561 配合使用。通過使用四個輸出電阻器將電流注入每個通道，您可以節省三個LT6015，如圖6所示。需要注意的一點是，我們現在正在創建一個可以耦合通道的路徑。但是，40 kΩ電阻對通道間隔離的影響最小。最后，通道的直流輸入電流應該非常相似，因為誤差放大器在通道之間不會發生劇烈變化。該電路將使所有光通道彼此靠近的系統受益。

圖4.LTspice仿真原理圖。

圖5.直流抵消模擬的輸入和輸出波形。

圖6.用于 LTC6561 的直流消除電路。

圖7.LB2953A 直流取消電路板實驗室板。

結果

制作了概念驗證板以創建更具吸引力的文章并驗證性能。如圖 7 所示。正如預期的那樣，直流消除電路主要由電路板布線和元件的寄生元件主導。該電路將積分噪聲從非直流消除電路的64 nA rms增加到集成在66 kHz至100 MHz的直流消除電路的200 nA rms。 圖8顯示了使用和不使用直流消除電路時測量的折合到輸入端的噪聲密度。從該電路中移除APD，以找到沒有TIA容性負載的本底噪聲。這為非直流消除電路產生59 nA rms的積分噪聲，對直流消除電路產生60 nA rms的積分噪聲。但是，該電路旨在與檢測器一起使用，并且應將電容包含在電路的性能中。

圖8.折合到輸入端的噪聲密度。

結論

對 LTC6560 和 LTC6561 的輸入進行交流耦合可能會帶來一些挑戰。最終，在少數情況下，交流耦合可以在對電路性能影響最小的情況下實現。在現代LIDAR系統中，為了最大限度地提高系統性能，所提出的直流消除電路可以提供最大的恢復時間性能，而不會影響電路噪聲。這種性能的代價是布局的復雜性和積分誤差放大器的功耗增加。

審核編輯：郭婷