本文介紹了碳化硅（SiC）器件在高頻LLC諧振DC/DC轉換器中的應用，該轉換器可用于總線轉換器、電動汽車充電器、服務器電源和儲能。在高開關頻率下，LLC變壓器的漏感可用作諧振電感，在50kHz和30.500kW/6V輸出時，體積和重量減少6%，磁性元件的功率損耗降低400%。實驗結果表明，SiC功率器件比硅基功率器件具有卓越的性能，在98 V/5 A輸出的轉換器中，500 kHz時的峰值轉換器效率接近400.16%。

介紹

高效率和高功率密度一直是開關模式電源的持續需求[1]。寬帶隙（WBG）功率器件（如碳化硅（SiC）器件）的技術開發和應用使其成為各種應用中傳統硅（Si）器件的有前途的替代品。由于其優異的開關速度和低開關損耗以及導通電阻（RDS_ON）的低溫依賴性，可以實現更高的效率、更高的功率密度以及更高的魯棒性和可靠性[2-5]。這項工作將展示SiC MOSFET在6.6 kW DC/DC轉換器中在500 kHz至1.5 MHz下的性能。高頻操作的主要優點是變壓器和EMI濾波器更小，變壓器中集成了諧振電感器，這進一步減小了轉換器的尺寸。與傳統的 100 kHz – 200 kHz DC/DC 轉換器相比，以 500 kHz 運行的電路的磁性部件體積和重量減少了 50%，LLC 轉換器（98V/5A 輸出）的峰值效率接近 400.16%。由于ZVS引起的串擾嚴重得多，SiC MOSFET即使在沒有負偏置驅動電壓的情況下也能可靠運行，從而降低了驅動電路成本。本文將介紹高頻操作的實用設計指南，例如PCB布局，磁芯材料和氣隙選擇，繞組線尺寸和結構，諧振電容器選擇等，以及測試結果。

圖1： 簡化的LLC DC/DC諧振轉換器，帶用于輸出整流器的二極管。

高頻LLC直流/直流轉換器的仿真

使用LTspice進行了仿真，以研究SiC MOSFET的性能以及影響轉換器效率的因素。無花果。圖1所示為全橋LLC DC/DC轉換器的簡化原理圖。在 500 kHz 開關頻率和磁化電感 Lm = 30 μH 時，四個初級開關的模擬總功率損耗為 80.24 W（每個為 20.06 W），由于所有初級開關的 ZVS 導通，輸出整流器二極管的總效率達到 98.11%。

較大的磁化電感Lm可以降低磁化電流，降低初級開關的導通損耗;但是，Lm 的值還需要提供足夠的磁化電流，以使漏源電容完全放電，并確保主開關 ZVS 在死區時間內導通。因此，Lm 應滿足 （1） [6]。

其中，td是上下開關的兩個柵極驅動信號之間的死區時間，fs是開關頻率，CTotal是總電容，包括初級開關的漏源電容、PCB的寄生電容和次級側二極管的反射電容。對于給定的死區時間td，可以基于（1）優化設計Lm，并且可以實現正常工作時的高效率。

設計注意事項

有限責任公司變壓器設計

使用（1）計算最大磁化電感后，高頻操作時需要仔細考慮磁芯材料，氣隙和導線尺寸，否則會導致極端的功率損耗，導致變壓器因過熱而意外故障。在適用于高頻的磁芯材料中，Acme 的 P61 因其低功率損耗和易于獲得的磁芯形狀而被選中，適用于開關頻率范圍為 500 kHz 至 1MHz 的高功率應用。PQ50/28內核用于初始測試。初級繞組（φ0.05mm × 360 ×4）和次級繞組（φ0.05mm × 3400 × 32 TIW）均采用利茲線，每根繞組 9 圈。為了減少氣隙附近邊緣磁通量引起的銅損，使用了三個分布氣隙而不是一個大氣隙，如圖所示。2.

印刷電路板布局

PCB 布局在 EMI、信號完整性以及電路效率和操作方面起著至關重要的作用，尤其是對于高頻 LLC 轉換器。無花果。圖3顯示了LLC轉換器的實驗PCB（版本1和版本2）中存在的寄生電容。Ver. 1 PCB采用大面積銅區域完成，旨在減少PCB走線的功率損耗并消除電流環路的磁場;然而，表I所示的大寄生電容是由于不同銅層之間的重疊面積大而產生的。Ver. 2 PCB的銅要小得多，走線重疊區域也小得多，因此寄生電容顯著降低。寄生電容是使用手持式LRC儀表在裸PCB上測量的（沒有填充任何部件）。在LLC電路中，開關（CP1-CP4）、變壓器繞組（CP8-CP10）和初級側中點（CP11）上的大寄生電容將導致不希望的效率下降（如表0所示，測量出8.26%的壓降和1 W的功率損耗）。因此，需要在銅損降低和寄生效應之間做出權衡。

表1 測得的寄生電容（單位：pF）和性能比較

圖2：具有漏感的薄型變壓器（PQ50/28 P61），用于諧振電感器：（a）具有分布式氣隙的磁芯，以及（b）實驗變壓器原型。

圖3：PCB上的寄生電容。

實驗結果

無花果。圖4顯示了使用TO-128-3封裝的SiC MOSFET（C3M0060065D，60 mΩ650 V）的初級開關和用于輸出整流器的TO-247封裝的SiC二極管（C3D6A，10065 A/10 V）的原型圖片。由于高頻工作，諧振電感器使用主變壓器的漏感（650μH），無需外部電感器。基于 TI DSP 的控制卡 （TMDSCNCD220C） 用于生成開環操作或閉環操作所需的柵極驅動信號，以調節輸出電壓。輔助電源（Wolfspeed的CRD-1DD280049P）為控制電路和柵極驅動器供電。

圖4：高頻LLC轉換器原型照片。

無花果。圖5顯示了400V/16A DC輸出的測量效率與開關頻率的關系。最佳開關頻率范圍為 500 kHz 至 650 kHz，效率不會大幅下降。隨著開關頻率的增加，效率的降低主要是由于LLC變壓器[7] - [9]中頻率相關的銅損和鐵芯損耗以及PCB走線損耗的增加。柵極驅動導致的測得功率損耗從2 kHz增加到2 MHz增加了500.1W，而每個MOSFET的功率損耗增加了3.5W（模擬從20.06 W增加到23.56 W）。無花果。圖6顯示了開環操作中效率與輸出功率的關系圖。在半負載（~98 kW）下可實現約5.3%的峰值效率。無花果。圖7顯示了初級側上部開關捕獲的柵極-源極和漏極-源極波形，以及550 kHz和400 V輸入下的初級側諧振電流波形。

還對初級側開關的硅基功率器件（英飛凌的IPW60R70CFD7，57mΩ600V）進行了比較測試。與硅基MOSFET相比，基于SiC的Wolfspeed器件C3M0060065D的導通電阻隨著結溫的升高而增加要小得多。無花果。圖8顯示了這兩個器件的導通電阻與溫度的關系圖。SiC 器件在 1°C 時的歸一化導通電阻為 3.150，而硅基器件的歸一化導通電阻為 2.3。無花果。圖9顯示了不同功率器件的效率與輸出功率的關系圖。硅基MOSFET在高功率下的效率降低了1%，并且由于導通電阻隨溫度而顯著增加，并且開關損耗更高，因此在相同的散熱下進入熱失控狀態。

圖5：效率與開關頻率的關系圖

圖6：SiC器件的效率與輸出功率的關系圖。

圖7：在10 kHz下捕獲的柵源電壓[黃色跡線：100 V/格]、漏源電壓[綠色跡線：25 V/格]和初級電流[紅色跡線：500 A/格]的波形，時間標度為500 ns/格。

圖8：隨著結溫的升高，歸一化導通電阻：紅色跡線 — 基于 Si 的器件，黑色跡線 — 基于 SiC 的跡線。

圖 9：550 kHz 和 390 V 輸入下硅基和碳化硅基 MOSFET 的效率與輸出功率的關系圖。

圖 10：捕獲的柵極-源極電壓 [黃色跡線：10 V/格]、漏源電壓 [綠色跡線：100 V/格] 和初級電流 [紅色跡線：25 A/格] 的波形，無負電壓，用于 500 kHz 時關斷 MOSFTE，時間標度為 500 ns/div。

圖 11：帶負驅動和不帶負驅動時的效率與輸出功率的關系圖。

對于半橋或全橋電路中使用的MOSFET的關斷，通常建議使用負柵極驅動電壓（C3M4D為-3V~-006065V），以防止快速開關器件因高dv/dt引起的串擾而導致的錯誤導通。然而，在LLC電路中，所有開關都在零電壓下通過軟開關導通，因此dv/dt要低得多，并且看不到嚴重的串擾。因此，可能不需要用于開關關斷的負電壓來降低驅動電路的復雜性和成本。無花果。圖10顯示了捕獲的波形，沒有柵極驅動的負電壓。沒有觀察到異常的柵極驅動信號，從圖中沒有看到明顯的效率差異。11.

結論

一款帶有碳化硅 MOSFET 和集成磁性元件的 LLC 諧振 DC/DC 轉換器已經推出，并在 500 kHz – 1.5MHz 下進行了全面測試。已經發現，仔細的PCB布局和變壓器設計對于實現高轉換效率至關重要。峰值效率超過98%，功率密度為128 W/in3。測試效率數據以及捕獲的波形證明了碳化硅（SiC）MOSFET在比傳統硅基器件更高的頻率下工作的卓越性能。此外，測試表明，由于ZVS引起的串擾要小得多，因此SiC MOSFET即使在沒有負驅動電壓的情況下也能可靠地運行，以關閉諧振LLC拓撲中的功率器件，從而降低了驅動復雜性和成本。這些寬帶隙器件為各種應用中的高效率和高功率密度功率轉換提供了更大的機會。未來的工作將把平面磁性元件與表面貼裝功率器件相結合，以實現更高功率密度轉換器的設計。

審核編輯：郭婷