此前關于TI的C2000系列DSP的移相功能模塊導致部分周期出現驅動脈沖丟失的現象，已經寫了兩篇文章了，其中第一篇提出這個現象并分析這種情況產生的原因，第二篇給出了一種可以在一定范圍內規避脈沖丟失的方法。這種方法的思路是使用額外的ePWM2模塊作為中繼，產生一個固定的移相角，通過接力的方式，使ePWM1與ePWM3之間得到一個較大的移相角。雖然各種方式可以得到一個絕對值較大的移相角，但移相角的變化范圍依然受到比較值的限制。以雙有源橋為例，每一個開關管均為50% 占空比，所以比較值CMP等于周期值PRD的一半，由于ePWM3模塊的移相值不能與自身的比較值發生跨越，因此可用的移相范圍依然只是180度，當然這個移相范圍對于雙有源橋已經足夠了，但這種方法需要消耗更多的硬件資源，對于復雜移相調制的雙有源橋來說，可能需要多大4組互補且相位可調的PWM驅動信號，在加上所需要的中繼模塊，很可能超過DSP的片上資源總量，即使不超過這也是硬件資源的極大浪費，只能作為一種臨時的解決方案。

本文根據ePWM模塊的使用手冊，給出另一種移相方法，在節省硬件資源的前提下實現較大范圍的移相。

上回書說到PWM移相是通過傳遞同步信號實現的，每個ePWM模塊都有個同步信號的輸入端SYNCI和同步信號的輸出端SYNCO，同步信號的產生有三種方式，分別是：

直接透傳SYNCI的信號到SYNCO，作為下一個模塊SYNCI，這種方式也是我當年的畢業設計用應用的，這樣可以避免途經的模塊移相角對后面的模塊相位的影響。

CTR=0時產生SYNCO脈沖，這種方式假設模塊1與模塊2之間的相位發生變換，模塊3也會隨之變化，導致模塊之間的移相同步值存在耦合，增加計算復雜度。

CMPB=CTR 這種方法可以在模塊不使用CMPB時獲得比較自由的移相方式，但也具有第2中方式的缺點，累計移相角的問題。

產生同步脈沖后，后一個模塊接收到同步脈沖，會將PHS寄存器的值直接寫到計數器CRT中，相當于為計數器賦初值，改變這個初值就會改變該計數器與前一個計數器的相位差。

上篇文章是針對方式2提出的方法，本篇文章針對方式3給出一種不用額外硬件資源作為中繼就可以實現大范圍移相的方法。

首先需要了解的是每個ePWM模塊有兩個比較值CMPA和CMPB，對于互補輸出只需要使用一個CMP比較值寄存器，另一個閑置就可以了。因為死區模塊可以根據CMPA自動生成兩路互補帶死區的驅動信號，那么閑置CMPB就可以用于產生移相同步脈沖，而且不會影響到自己模塊的發波。根據上面的第三種同步信號產生方式，可以使用ePWM模塊中的比較值CMPB與計數器CTR匹配的事件來產生同步信號輸出SYNCO，通過調整CMPB寄存器的值調整SYNCO與SYNCI的延遲相位。

以上圖為例，設定兩個ePWM模塊均為周期100，ePWM1的CMPB寄存器為30，ePWM2模塊的PHS寄存器為0，得到的效果就是當模塊1計數到30的時候，將模塊2清零。這里面的CMPB用于產生移相角，移相角變化范圍可以在0到360度之間。當然這個移相角的變換并非沒有限制，假設在一個周期內移相角變化過大，超過180度，同樣可能造成驅動脈沖的丟失。

上圖給出了一個實例，移相角從80一下子改成了20，超過了半周期50，那么下一周期的ePWM2模塊的計數只到40就再次歸零了，沒有機會與CMPA發生匹配(見紅色虛線圈出的部分)，因此這個周期的驅動脈沖無翻轉。這種方法需要使用者注意：調整移相角要每個周期逐漸調整，設定一個最大調整步長。當然這個步長最好設定為遠小于半周期，因為單次調整及時不超過半周期，也會導致驅動脈沖畸變，原本互補50% 占空比的PWM會變成非50%。造成變壓器磁偏。較小的磁偏可以通過回路寄生電阻自行矯正，如果一個周期產生很大的磁偏，無法及時矯正，就可能導致變壓器飽和。

值得注意的是這種移相方法獲得的移相角是滯后的，而原本通過改寫PHS寄存器得到的移相角是超前的。用戶可以根據需要同時使用本文提出的移相方法和通過PHS寄存器賦初值的方法，這樣可以獲得更靈活的應用。但切記PHS的變化范圍一定不能與比較值CMP發生跨跨越。

到此為止，關于C2000系列移相功能缺陷的分析與解決的文章就要告一段路了，接下來我準備了一塊LCD板子，打算做一個串口屏，帶觸摸按鍵和一些存儲外設，然后寫寫代碼。此后屏幕可以作為更大的系統的HMI，例如數控電源顯示與調節面板，電池模組的顯示單元等等。我將會把串口屏的軟硬件設計經驗分享出來。