鋰離子電池每單位體積的功率最大，但過度充電或放電會損壞或破壞電池及其周圍環境。精心設計的電路可以幫助您避免這種可怕的后果。

鋰離子 （Li-ion） 電池現在是需要最高可用功率集中度的應用（每單位體積和單位重量）的熱門選擇。這些電池可以存儲比鎳鎘、鎳氫 （NiMH） 和其他可充電類型更多的能量。電池制造商開發了鋰離子技術，以避免金屬鋰的揮發性問題（見附錄，“為什么是鋰？鋰金屬的缺乏使鋰離子電池免于適用于原電池的運輸法規，因此它們可以更大，容量更大。

然而，鋰離子電池并非堅不可摧。它們要求嚴格遵守充電和放電規則。忽略規則，您可能會縮短電池壽命或破壞電池及其周圍環境。作為一種故障安全措施，電池組制造商通常包括一個保護開關，以防止電池過度充電或放電。專用的充電和放電電路也可以防止這些情況。

首先考慮充電電路

不幸的是，鋰離子電池充電沒有一套規則。由于鋰離子電池技術非常新，電池充電的規則和要求往往因制造商而異。典型的充電器必須首先提供恒流源，然后在充電終止時提供恒定浮動電壓（完全充電電池的標稱水平）。這種組合電流和電壓源的設計很棘手，因為電流源的輸出阻抗必須很高，電壓源的輸出阻抗必須很低。

充電電流取決于電池的大小和容量，所需的電流從幾百毫安到大約2.5A不等。確切的鋰離子電池化學成分因制造商而異，通常是專有的，但由此產生的終止電壓通常在每節電池 4.2V 至 4.3V 之間變化。雖然充電電流的精度約為±10%，但對終止電壓的要求通常為±1%。

選擇充電器拓撲

電池充電器通常使用線性穩壓器來控制電池電流或電壓。因此，充電器的輸入電壓高于電池電壓，調整管會降低兩個電壓之間的差值。雖然簡單且便宜，但這種方法可能效率低下。

對于由交流線路或汽車電池供電的獨立單元，效率并不重要;然而，由于電池組和系統變得越來越復雜，充電器電路通常必須駐留在便攜式設備或電池組本身中。這種系統在設計上為充電器提供足夠的電力，但低效的電路會產生多余的熱量，從而導致系統的其他部分出現問題。

以下示例說明了充電器可以產生多少熱量。由8V±20%供電并以1A為一個鋰離子電池充電的充電器產生1A（8V-3.8V）= 4.2W的典型功耗。最差情況的耗散為1A（（1.238V）-2.5V）= 7.1W，這意味著充電器的功耗可能比系統多。如果充電器內置在電池組中，產生的大部分熱量會進入電池，從而縮短電池壽命并造成潛在的安全隱患。

線性穩壓器充電器由于其功耗通常不可接受，因此設計人員通常選擇更冷、更高效的開關模式充電器。開關模式穩壓器中的晶體管以電源開關的方式打開和關閉，在截止和飽和狀態之間突然轉換。此操作會產生一個矩形波，該矩形波通過電感/電容濾波器以達到所需的電壓或電流。

開關模式充電器運行溫度更低

開關模式穩壓器的功耗通常遠小于線性穩壓器的功耗;典型的切換臺效率為 80% 至 90%。對于上述示例，以80%效率運行的典型開關穩壓器比線性穩壓器具有相當大的改進。切換器的功耗為3.8V31A（（1/0.80）-1）= 0.95W （典型值）和4.2V31A（（1/0.80）-1） = 1.05W （最大值）。

然而，開關模式充電器也有缺點。與線性充電器的全有源元件相比，其昂貴的LC無源濾波器相對便宜。此外，開關模式充電器的噪聲遠大于線性充電器。對于手機和其他噪聲敏感型應用，電源開關的存在會在系統中產生傳導或輻射干擾。您可以通過適當的旁路和屏蔽以及選擇避開音頻、RF和IF頻段的開關頻率來防止這些問題。

LC濾波器可能占開關模式充電器成本的很大一部分，因此通過提高開關頻率來減小該濾波器的尺寸和成本是值得的。另一方面，頻率過高會降低充電器的效率，從而破壞了首先使用開關模式充電器的主要優勢。

開關損耗主要發生在開關晶體管中。在導通和關斷狀態之間的短暫轉換間隔期間，電流和電壓電平相對較高，這些電平會導致與開關頻率成比例的功耗。設計人員很少在這些應用中使用雙極晶體管，因為這些晶體管不能足夠快地退出飽和狀態，無法在高頻下高效工作。另一方面，如果足夠低的阻抗源驅動其高電容柵極，MOSFET則表現良好。

開關損耗會降低性能

導通電阻是開關晶體管的另一個主要損耗源。例如，飽和的MOSFET表現為漏極和源極之間的電阻。更高的導通電阻意味著更高的功耗，但器件技術大大降低了這種電阻。然而，降低導通電阻通常會增加柵極電容，進而增加開關損耗。因此，您必須仔細選擇MOSFET，以降低整體功耗。

高頻開關的另一個缺點是開關MOSFET的柵極電容充電和放電時會損失功率。這種損耗在對輕負載效率的影響方面最為明顯。通過使用脈沖頻率調制 （PFM） 而不是脈寬調制 （PWM） 來控制開關晶體管，可以將損耗降至最低。

PWM 電路以固定頻率工作并調節 V外通過調整開關晶體管的占空比。PFM 電路在固定間隔內打開晶體管并調節 V外通過調整這些間隔的頻率。因此，對于輕負載穩壓器，PFM控制消耗的功率更少，因為功率晶體管的開關速率低至幾赫茲。對于較重的負載，PWM 和 PFM 穩壓器的典型開關頻率為數百千赫茲。

處理穩定性

穩定性是設計鋰離子電池充電器時最困難的問題之一。如前所述，充電器輸出必須同時用作電壓源和電流源。不幸的是，很難使電路在兩種模式下都能正常工作，因為要求是矛盾的;電流源應具有高源阻抗，電壓源應具有低源阻抗。充電過程中電池電壓和電流變化速度緩慢在一定程度上緩解了穩定性問題。但是，來自調節不良的交流適配器的輸入電壓可能包括大量的60Hz或120Hz紋波，這會影響充電器的電壓和電流調節。

分析一些真實電路

以下充電器設計均符合鋰離子電池的需求，從電流調節切換到電壓調節。每個電路都向您展示了不同的充電器設計，例如，具有不同數量的充電電流，以適應各種應用要求。

圖1a中的降壓充電器調節進入已放電電池的電流，同時監測電池的上升端電壓。當該電壓達到R設定的浮動電壓時1和 R2（本例中為4.2V），電路從電流轉換到電壓調節，并在電池電流減弱時保持浮動電平。圖中的配置為一個電池充電，但電路可以串聯處理多達三個鋰離子電池。該電路還可在為電池充電時提供負載電流。

IOUT = VREF3R6/（R33（R5+R6）），其中 VREF = 1.28V。

對于輕負載電流，由于靜態功耗固定，效率較低（圖 1b）。該圖顯示了從充電周期開始到結束的效率和輸出功率如何變化。該圖還顯示了電路從電流到電壓調節的變化。

圖1.該降壓型電池充電器 （a） 提供 100mA 電流，直到電池電壓升至 4.2V，然后在該電壓下調節，直到充電完成。在高輸出功率（b）下實現最大效率，效率隨著VIN的降低而增加。

因為下降跨越 D1對于低 V 更為顯著外，電流調節期間的效率也與低輸出電壓成正比。最大功率表示充電器從電流調節模式切換到電壓調節模式的點。因此，充電器首先向放電的電池提供250mW的功率，峰值為420mW，并在電池充滿電時降至零。

提供更多電流

外部開關 MOSFET 的更大電流能力在提供超過 200mA 充電電流的電路中非常有用（圖 2）。該電路將輸出電流調節在 1A，但 MOSFET 使充電器能夠提供超過 2.5A 的負載和電池組合電流。該電路將輸出電壓調節為8.4V，但電壓和電流調節電路類似于圖1a所示。此外，與圖1a中的電路一樣，該電路可以串聯為多達三節鋰離子電池充電。你計算 V外和我外圖2與圖1a不同，不同之處在于圖2中的IC基準電壓為1.5V，而不是1.28V。

圖2.對于需要超過200mA充電電流的應用，該電路在控制器IC外部采用開關MOSFET。

升壓電池充電器

圖3中的充電器與圖1和圖2中的充電器相似，但它采用了升壓轉換器（IC1），使電路能夠在低于電池電壓的電壓下工作。該電路的一個問題是從輸入到電池的直流路徑，只要V，就會允許不受控制的電流通過電池在超過電池的端電壓。鋰離子電池電壓不應低于2.5V，因此V在每節電池不應超過 2.5V。

圖3.該升壓型電池充電器在電流模式下調節為 0.4A，在電壓模式下調節為 8.4V。如果VIN超過電池電壓，則從輸入到輸出的直流路徑將成為一個問題。

檢流電阻器 R1和共模放大器電阻器 R2到 R5確定電池電流。（R2和 R4應該具有相同的值，R應該具有相同的值3和 R5.)調節電流，I外，等于 V裁判3R2/R33R1.在這種情況下，V裁判= 1.5V，設置I外= 0.4A。當穩壓器電路控制時，如圖1和圖2中的充電器所示，電池電壓調節在8.4V。

以固定頻率運行

許多應用要求開關轉換器和充電器以固定頻率工作。否則，變頻開關噪聲會干擾敏感電路，如RF、IF和音頻放大器。例如，在圖4a中，降壓型DC/DC轉換器（IC1） 具有一個內部振蕩器，其頻率可由用戶選擇在 150kHz 或 300kHz 的固定值下，或與外部時鐘同步。

該充電器還替代了一個外部同步整流器 MOSFET，Q2，用于傳統降壓轉換器中的肖特基箝位二極管。（肖特基二極管，D1，與 MOSFET 保持并聯，以防止電流波形不連續。同步整流器 MOSFET 充當整流器，其開關與轉換器的開關同步。這種布置提高了效率，僅僅是因為MOSFET的壓降低于箝位二極管的壓降。這一優勢在低V中尤為重要外二極管壓降占V的很大一部分的應用外.第二個肖特基二極管（D2） 防止電流在低 V 時從電池流出在或輸入短路。結果是效率較低，但不如傳統整流電路低。

在電流模式控制期間，IC1將電感電流作為R兩端的壓降進行監視1，由運算放大器 IC 感測2和電阻器 R2到 R5.控制電路類似于圖3。該電路將電池電流調節至2.5A±10%，然后將電池電壓調節至4.2V±1%。IC內部低壓差、5V穩壓器1產生一個電源軌（VL 總線），為內部控制電路和 MOSFET 驅動器供電。因此，V在可以上升到 30V，而不會驅動 MOSFET 柵極超過其絕對最大額定值。為了最大限度地降低功耗，VL總線的外部負載能力（5V時為5mA）可為IC的低壓運算放大器供電2.

因為Q1的過渡損耗隨著V的增加而增加在，該電路的測量效率略有下降，為V在增加（圖4b）。D的下降2與低 V 相比顯著外，因此電流調節期間的效率（如圖1b所示）與V明顯成正比外.在大多數情況下，該電路的效率約為85%。

圖4.該電池充電器（a）中的控制器IC通過以固定頻率工作來控制開關噪聲頻譜。效率曲線（b）顯示，充電器在充電開始時提供6W，峰值為10W，并在充電結束時逐漸下降到2W。

圖 5a 中的充電器與圖 4a 中的充電器類似，不同之處在于該充電器可以處理具有多個串聯電池的電池。該電路以300mA電流為兩節電池充電。分壓器 R2/R3和 R4/R5降低R兩端的電流檢測電壓1到適合控制器的水平。內部電流檢測放大器具有 2V 至 6V 的共模范圍。為避免引入失調，應在分壓器中使用1%電阻。

另外，C1和 C2抵消分壓電阻形成的極點以及與控制器的 CSH 和 CSL 引腳相關的寄生電容。該電路調節V外至 8.4V;否則，它類似于圖 4a 中的單單元版本。圖 5b 顯示了此充電器的 V外/我外特性，圖5c顯示了在各種V值下其效率與輸出功率的關系在.

圖5.這款鋰離子電池充電器 （a） 可提供 300mA 電流，用于為兩節串聯電池充電。兩張圖表說明了該電路的性能：輸入電壓為10V至20V （c）時，VOUT與IOUT（b）和效率與輸出功率的關系。

不要將所有設計精力都花在充電器上;鋰離子電池對過放電和過度充電都很敏感。對于大多數這些電池，放電低于2.5V會降低電池容量。為防止此問題，大多數鋰離子電池組都包含一個檢測電路和 MOSFET，如果電池電壓下降過低，它們會斷開負載（圖 6）。

圖6.這些電路通過防止放電低于2.5V來保護鋰離子電池。mP 監控器 IC 通過驅動 n 溝道 MOSFET 的柵極低 （a） 或 p 溝道 MOSFET 高電平 （b） 來阻斷電池電流

圖6中的每個電路都包括一個μP監控器IC，設計用于在其電源電壓下降到穩壓狀態時向μP復位。在這種情況下，監控器控制一個MOSFET，該MOSFET在預設的2.63V閾值下斷開電池與負載的連接，從而防止電池電壓降至2.50V。IC采用微型SOT-23封裝。當與Micro-8尺寸的MOSFET（國際整流器，加利福尼亞州埃爾塞貢多）結合使用時，結果是一個適合在電池組內部使用的小型電路。

在圖6a的電路中，正常工作為n溝道MOSFET的柵極提供正電壓，允許電池電流流向負載。當 V抄送降至復位門限以下，柵極電壓變為低電平并關斷 MOSFET。相比之下，圖6b的電路支持正常工作，采用低電平柵極驅動至p溝道MOSFET，并標記低V。抄送通過驅動 MOSFET 柵極高進行條件。

N 溝道 MOSFET 的導通電阻低于等效的 p 溝道類型，因此圖 6a 電路的 MOSFET 損耗低于圖 6b 中的電路。但是，一些電池組包括以電池接地為基準的電量計和電壓檢測電路。當圖6a中的MOSFET關斷時，電路通過負載端子將電池的正極端子接地，迫使負極端子和任何相關信號相對于負載為負。這種情況可能會中斷系統。

圖6中的簡單電路有一些缺點。監控IC的跳閘級精度在整個溫度范圍內約為±5%，因此必須將標稱跳閘電平設置為至少比電池最小端電壓高5%。因此，在某些情況下，電池和負載可以在V之前斷開抄送達到所需的閾值，將未使用的電量留在電池中。另一個缺點是開關動作中沒有遲滯。當負載被移除時，電池電壓會上升，從而消除電池內部阻抗上的壓降。這種上升可以允許負載重新連接，然后斷開連接，然后重新連接，依此類推。循環繼續，直到電池的開路電壓降至復位閾值以下。

另一種電路結構使用額外的比較器和分壓器來解決這些問題（圖 7）。您可以對這些電路進行編程，使其具有足夠的遲滯以防止循環，并且使用足夠精度的電阻器可以將閾值電平設置為±2%以內。（比較器的基準精度為±1%，因此1%電阻產生的總精度約為±2%）。該電路將分壓器偏置為1 μA，該電流足夠低，可最大限度地減少電池消耗，同時又足夠高，可避免由于比較器的最大輸入偏置電流為±5 nA而導致電平偏移。

圖7.與圖6電路相比，這些電路具有更精確的復位閾值，以節省電池能量和遲滯，以防止電池斷開時產生顫振。

審核編輯：郭婷