大多數基于電感的異步升壓轉換器（升壓開關類型）在電源和負載之間都存在直流電流路徑（圖 1）。這條路徑可能會產生兩個不良后果：首先，如果接地輸出或其他過載消耗大量輸出電流超過幾百毫秒，則箝位二極管（通常是肖特基型）會散發出所有真正的黑客都熟悉的熔融硅和灌封化合物的混合香氣。其次，如果由于任何原因（例如故意關斷）禁用開關動作，則負載電壓僅比電源電壓低一個二極管壓降。如果該殘余電壓超出負載電路的預期穩態工作范圍，則結果可能是不確定的電路行為。

圖1.電流從源極流向負載的直接路徑問題是升壓轉換器拓撲固有的問題。

對于采用單片電流模式控制器和高邊電流檢測的相對較低的輸出電流應用（<5A），這兩個問題都能得到巧妙解決。這些電路用同步開關晶體管代替箝位二極管，可通過關斷或移除輸入電源來禁用該晶體管。禁用該內部晶體管或在關斷期間將其關閉會消除直流電流的路徑。然后，負載出現必要的高阻抗斷開。當不處于關斷狀態時，電路的逐周期電流檢測機制（使用內部高端電流檢測電阻）可防止內部電流過載造成的災難性熔毀。最后，熱過載保護提供了一個安全的工作區域（SAO）。

對于輸出電流較高的應用，其定價使得單片器件無法實現同步開關，負載斷開功能需要在控制器芯片外部使用高邊開關。使用高端檢流電阻和同步開關晶體管的分立電流模式拓撲是可能的，但這種方法存在PC板寄生效應和布局依賴性，特別是在高開關頻率下。其結果是設計相對復雜，特別是當系統限制要求低輸入電壓（<3.6V）時。

在較高峰值電感電流 （>5A） 水平下，同步、高端外部開關變得可行，但在本文討論的更適中的電感電流水平 （~1.5A 至 5A） 下，成本和復雜性會壓倒熱量和效率考慮因素。簡單的箝位二極管也是最理想的解決方案。挑戰在于實現所需的負載斷開，同時保留使用不起眼的箝位二極管和樸素的升壓拓撲。

圖2給出了一個簡單而智能的解決方案，其中MAX668控制器說明了從低輸入電壓升壓的苛刻任務。該電流模式升壓控制器驅動一個邏輯電平n溝道增強型MOSFET（配置在低端），并與一個低端檢流電阻串聯;圖 2 中未顯示這兩種情況。相反，該電路和MAX668表示為一個模塊，以避免負載連接/斷開功能混亂。高邊開關是肖特基箝位二極管，因其低正向壓降（現為標準配置）而被選中。簡單的升壓拓撲保持不變。該應用將 3.3V 升壓至 5V，并提供高達 3A 的負載電流。MAX668僅從3V或更高電壓升壓，但MAX669可以接受低至1.8V的輸入。

圖2.這款帶負載斷開功能的升壓轉換器說明了最低成本配置。

實現智能負載斷開的關鍵要素是p溝道增強模式MOSFET Q1。如圖所示，系統可以啟用該升壓電路（/ON）或關斷（OFF）。關斷期間D1導通，MAX3L電源端產生3.810V負23個二極管壓降。（這款微型上電復位器件采用 SOT3-24 封裝，吸收約 1μA 靜態電流，并保證在 810V 下工作。在這種情況下，MAX4L輸出為高電平，因為其標稱復位門限為65.1V，迫使Q<>關斷并斷開負載與主電源的連接。

MAX668反饋電阻設置為在器件退出關斷狀態時產生5V輸出。當上升輸出超過MAX810L輸入門限時，內部單觸發導通約240ms。在此超時周期過后，MAX810輸出變為低電平，開啟Q1。

當Q1導通時，MAX810持續監測電源線的過載電流。過載導致輸出驟降至MAX810的內部門限電壓以下，使其輸出在標稱20微秒延遲時變為高電平，關斷Q1并斷開負載。不久之后，MAX668升壓動作使MAX810輸入電壓升至門限以上。超時后，MAX810自動重新連接負載。此循環重復，直到消除過多負載或禁用升壓電路。因此，Q1和MAX810充當智能固態開關。

MAX810 （微功耗器件）具有相當輕柔的推挽輸出級。它類似于供應電流時的~6KΩ電阻和吸收電流時的~125Ω電阻。當器件關閉或打開時，這些電阻會通過作用于Q1的米勒電容和相關Cgs來減慢速度。大調整管的相關RC時間常數為~0.6μs，假設總有效電容為5000pF，作用于MAX810的125Ω灌電流級。因此，全電壓轉換可以近似為10RC = 6μs。

完全關閉同一設備需要近 48 倍的時間（6K/125，290μs）。此近似值是可行的，但實際關斷發生在 V外達到增強閾值電壓（V千），遠在 10 倍常數過去之前。關斷時間完全可以接受，Q1/MAX810組合用作固態保險絲。另一方面，導通時間可能是一個問題，具體取決于啟動負載和調整管的源極旁路與漏極旁路電容之比。如果啟動負載較小，C1大于C2，則快速FET導通僅導致MAX810輸入端的電壓驟降很?。ㄐ∮谟|發復位所需的電壓驟降）。對于這些情況，該電路拓撲的最便宜的實現方式是圖2所示。

如果外部負載或C2充電在啟動時吸收大電流，使得Q1的快速導通可能導致MAX810發出復位信號，則可以增加RC網絡以減慢導通速度（圖3）。正確選擇這些元件可以在MAX668的多個開關周期內施加負載，使其輸出電壓保持在復位門限以上。減慢Q1導通速度可能是可取的，但減慢關斷速度可能不是。因此，該電路包括一個與電阻并聯的肖特基二極管，以快速禁用Q1，以響應過大和意外的負載。

圖3.在圖2所示的MOSFET柵極電路中添加三個元件，可提供適應重啟動負載所需的慢連接/快速斷開。

這些電路需要一個邏輯電平p溝道MOSFET（如Q1）來充分增強通道并獲得低Rds導通。如果Q1的導通電阻足夠高，足以引起顯著的壓降（特別是在低輸出電壓應用中，或者負載相對較遠），則可能需要調節Q1的漏極側。在這樣做時，您應該盡量減少寄生效應并觀察良好的電路布局技術。這種遠端調節可通過采用SOT23封裝的單刀雙擲低壓模擬開關（MAX4544）實現，由MAX810的輸出狀態控制（圖4）。

圖4.進一步的修飾（如圖3所示）為帶負載斷開的升壓轉換器增加了遠端檢測調節和低電壓檢測。

MAX4544工作在數據資料限值內，電源電壓低至2.7V。當輸入電源為3.3V時，肖特基二極管兩端的輸入電源約為0.3V，即使升壓轉換器關斷，MAX4544（和MAX810）仍能正常工作。關斷時MAX810輸出為高電平，將MAX4544 COM節點連接至常開（Q1源）。當升壓轉換器導通時，連接到MAX4544 COM引腳的電阻向MAX668提供反饋。MAX4544在60V電源時的導通電阻最大值為5Ω，因此反饋電阻值應遠大于該值，以最大限度地減小輸出電壓誤差。導通電阻在 120V 時僅為 3Ω;因此，即使輸出電壓較低，MAX4544開關誤差也極小。

升壓電路使能后，超時周期過后，MAX810輸出變為低電平，通過Q1連接負載。同時，MAX810輸出還使反饋電阻切換到Q1的漏極側，從而允許在遠離主升壓電路的負載處進行輸出電壓調節。

該動作還將MAX810輸入切換至Q1的漏極側，用于監視負載時的過載情況。如果Q1的Rds-on在最大負載電流下導致壓降大于~1%，則上述安排特別有價值。如果 Rds-on 在 50V 電源上> 1A 輸出時> 5mΩ，則可能會發生這種情況。

響應電流過載，MAX810輸出變為高電平，通過肖特基二極管快速關斷Q1。同時，它將自身和反饋電阻切換回Q1的源（輸入）側。上述配置使升壓輸出有機會重新進入穩壓狀態，之后MAX810重新連接負載。此循環重復，直到過載被消除。

MAX4544的先開后合開關動作相當快（10ns），因此反饋電阻兩端的小電容在分斷期內保持輸出電壓，以避免中斷MAX668反饋環路，并為MAX810供電。為防止對MAX668瞬態響應產生明顯影響，該電容應足夠大，以避免在分斷期間出現大量放電，同時又應足夠小，以確保MAX4544導通電阻具有較小的時間常數。

MAX4544的開關控制輸入沒有施密特觸發器，但可以容忍緩慢移動的邏輯電平信號（但是，這些信號會導致10-4從電源節點到地轉換期間流過的電流順序）。一旦達到開關閾值，實際的開關動作就會很快。

當使用MAX669升壓2.5V及以下的低輸出電壓時，可能需要負電壓來完全增強Q1。例如，連接到LX節點的廉價分立電荷泵可以產生-Vout + Vd（圖5）。對于 2.7V 輸出，使用標準 pn 結二極管時可產生 -2.0V，使用肖特基二極管時可產生 -2.4V。每當升壓轉換器使能時，該電壓就會存在，它為MAX4544提供負電源（可承受12V的電源電壓），并為Q1提供偏置。

圖5.為了實現低輸出電壓下的負載斷開，該電路通過為柵極驅動IC （MAX810L）產生負電源軌，確保MOSFET得到足夠的驅動。

雖然Q1在MAX810輸出變低時導通，但MAX810的復位門限不能準確檢測主輸出電壓，其接地端折合到負電荷泵輸出。因此，MAX810接地端接地，其輸出驅動由Q2和Q3組成的電平轉換器，使得Q1的柵極被拉至負電源軌進行導通。

MAX668在輕負載時具有空閑模式?脈沖頻率調制（PFM），當主電源的負載電流較低時，允許跳過充電脈沖。當脈沖被跳過時，Q2的發射極電流（由R1設置）對C3放電。該作用可能導致MAX4544的電源電壓不足，即使主輸出電壓處于穩壓狀態。反過來，這種效應會導致內部模擬開關的導通電阻飆升，MAX668的反饋電壓下降到地。

MAX668試圖通過提高輸出電壓進行補償，可能導致過壓情況。作為解毒劑，請確保反饋電阻（主輸出電壓上的最小直流負載）足夠小，以略快于Q3發射極電流對C2放電的放電。無論 Q1 是否傳導，以下不等式都可以調整 C3 的大小：

（Vout-Vbe）/（R1 × C3） < Vout/[（Ra+Rb）×（C1+C2）]。

如果在正常PWM操作期間沒有跳過充電脈沖，則與C4相比，C3可能很小;但是跳過的脈沖越多，C4必須越大。當脈沖跳躍后升壓動作恢復時，當Q2保持關閉時，C4應該足夠大，以便在C3充滿電之前為C1充電。

許多元件和互連器件會影響圖668和圖3所示的MAX4反饋路徑，這些元件的故障會產生過壓Vout，從而破壞負載。為了提高安全性，從C1連接到MAX668 FB引腳（其陽極連接到FB）的齊納二極管（未顯示）可以提供覆蓋的本地反饋環路，將輸出箝位在（Vz + VFB）。為防止過壓過大，請將Vz設置為等于最大調節Vout減去最大VFB。

如果系統必須在升壓轉換器保持導通時單獨控制多個負載，可以用MAX810代替MAX812（采用4引腳SOT143封裝）。MAX812的第<>引腳設計用于手動復位應用，但通過作為邏輯電平信號覆蓋每個智能固態保險絲，可以強制斷開本地負載和主升壓輸出之間的斷開。這種方法使您可以獨立控制主升壓電源上的每個負載。

最后但并非最不重要的一點是，這種智能固態熔斷技術無需電源循環即可自動復位，無需更換或現場故障排除，無需局限于升壓轉換器輸出。它幾乎可以取代任何系統的直流電源總線上的保險絲，無論電壓如何。（高于60V的總線電壓可能需要MAX810輸出的非邏輯電平FETS和電平轉換器。只需使用兩個精密電阻器為較高電壓設置適當的外部偏置（圖 6），即可將固態保險絲設置為由總線電源電壓中的編程驟降觸發。

圖6.將負載斷開概念擴展到非升壓轉換器電路，形成適用于任何直流電源總線的固態保險絲。

例如，假設要保護 -48 伏電壓免受過電流的影響。我們中斷電源軌側而不是接地側，因為電壓源為負，我們使用n溝道FET和MAX809T復位電路，其復位輸出極性與MAX810相反。正常工作時，電源電壓范圍可低至 -36V（圖 7）。

圖7.該固態保險絲可保護負直流電源總線。

設計公式如下：

MAX809在整個溫度范圍內的最大靜態電流約為100μA，通過Rh和RL的電流應高出約100倍，以最大限度地降低靜態電流對跳變電壓的影響：36/（Rh+RL） = 10 mA，因此

(Rh+RL) = 3600 Ohms.

MAX809的門限遠低于電源跳變電壓，因此RL小于Rh，大約為V閾值/（V閾值+V電源跳閘）=3/（36+3）=0.077。因此，MAX809 Iq流過~93.3%的（Rh+RL），導致電壓跳閘貢獻為~0.336V?？紤]到這一事實，將用于計算Rh和RL的初始跳變電壓設置為36V - 0.336V = 35.664V。Rh 和 RL 采用 1% 電阻，電源跳閘 = 35.664V。當MAX809T門限處于最小值（3.15V，在-40°C至+ 85°C的溫度范圍內）時，會出現此門限：

35.664V[RL（0.99）/（RL（0.99）+Rh（1.01））] = 3.15V.

RL和Rh的計算值分別為323.81Ω和3276.19Ω。最接近的 1% 值是 320 和 3280。考慮到這些電阻值和100μA Iq，最大電源跳閘電壓變為36.09V，略高于36V。此結果也僅針對所有錯誤的同時最壞情況值發生，這在實踐中很少見。對于大多數應用，上述設計是完全可以接受的。MAX809的標稱門限電壓提供-34.65V的標稱跳閘電壓。

Rh 的額定功率應為 0.5W。當V電源超過最小限值時，RL兩端的電壓超過MAX809的最大輸入電壓額定值，如圖所示，在RL兩端放置一個5V±5%齊納二極管。

審核編輯：郭婷