實際電路如圖2所示。此處，直流阻斷顯示為一個680μF電容，后跟一個499Ω電阻。所選的電容和電阻值是電路中的主要權(quán)衡之一。電阻的值必須足夠低，以便下一級的基極電流不會引起明顯的直流誤差。但是，如果選擇的值太低，濾波器中所需的電容就會變得非常大。低電阻值也可能使濾波器成為被測穩(wěn)壓器頻率補償?shù)囊徊糠郑瑥亩淖儨y量結(jié)果。電流值形成一個0.5Hz高通濾波器。

圖2.圖 1 的實現(xiàn)。低噪聲晶體管差分對，級并聯(lián)以降低噪聲，同時提供增益。

第一增益級的架構(gòu)至關(guān)重要。該級必須提供固定增益，同時以極低的折合輸入噪聲工作?；谝压实腏im Williams在AN124“用于低噪聲基準電壓源的775納伏噪聲測量”中所做的工作，選擇了驅(qū)動運算放大器輸入的差分晶體管對，以提供最佳帶寬，同時仍提供低噪聲。以大約80的增益工作差分對意味著晶體管的噪聲占主導地位，運算放大器噪聲不是重要因素。

超低噪聲放大器第一級由兩對并聯(lián)的 THAT300 晶體管組成 （以降低折合到輸入端的噪聲），然后由一個配置為提供 1818 級總增益的 LT25 組成。THAT300晶體管在單個SO-14封裝中提供四個器件，具有良好的匹配特性（典型值為500μV ?V是）和典型的800pV/√Hz噪聲。LT1818 被選用于高增益帶寬產(chǎn)品。

輸入對和放大器級并聯(lián)可在不犧牲增益的情況下提高本底噪聲。眾所周知，放大器電路在并聯(lián)時顯示電壓噪聲下降，N級使噪聲降低√N。晶體管對并聯(lián)可將有效噪聲降低回800pV/√Hz。然后，通過將四個全輸入級并聯(lián)在一起，進一步降低該噪聲，以實現(xiàn)2倍至400pV/√Hz的降噪。隨后增加的噪聲源極少，使我們能夠接近所需的450pV/√Hz，精度為1%。

在第一級之后，330μF電容和100Ω電阻為差分晶體管對和運算放大器固有的任何失調(diào)提供直流阻斷。它們還提供5Hz高通濾波器，有助于創(chuàng)建所需的低頻段阻。所有四個輸入級相加為第二級，增益為20。由于此時輸入已被放大，運算放大器噪聲也是一個很小的因素。

10Hz二階高通是一個簡單的單位增益Sallen-Key濾波器;該濾波器的Q值增加用于幫助偏移單個5Hz高通級的頻率響應，并為整個電路提供3Hz的10dB點。同樣，該級的直流阻斷可防止在前一級放大的任何失調(diào)受到額外增益的影響。未能在各個級之間阻斷直流電可能會導致放大器驅(qū)動到電源軌并使測量無效。每級增益都穿插了一個濾波器，以防止直流通過，同時提供低端帶阻。

最后一級是一個簡單的反相放大器，具有可調(diào)增益，用于補償元件值的變化。從這里，電路分成三個輸出級。最高帶寬直接來自跟隨器，避免了低通濾波，在全增益下為噪聲吞吐量提供最大3MHz帶寬。第二路輸出具有一個1MHz四階巴特沃茲低通濾波器，最終輸出具有一個100kHz四階巴特沃茲低通濾波器。所有三級均使用一個5Hz的最終隔直RC濾波器。

組件選擇很重要

為任何電路選擇合適的元件都很重要，但當涉及到超低噪聲測量時，它就變得更加重要。噪聲放大器中最關(guān)鍵的點是輸入級;一旦你超越了第一階段，許多困難就會消失。必須仔細考慮直接在輸入端用于直流阻斷的RC濾波器。

電阻器不是一個有很多爭論的地方;與薄膜電阻器相比，金屬膜電阻器用于確保低 1/f 噪聲。電容器是另一個必須審查的問題。在AN124中，使用昂貴的濕塞鉭在手工選擇低泄漏后提供低1/f噪聲。當工作頻率低至0.1Hz時，這些特性更為重要。由于寬帶噪聲具有10Hz低頻段阻斷，低成本電容器可提供可接受的性能。大型多層陶瓷電容器是一個糟糕的選擇，因為它們本質(zhì)上是壓電的;任何機械振動都會向電路注入信號，該信號會迅速超過測量的噪聲水平。此外，電壓系數(shù)會導致轉(zhuǎn)折頻率根據(jù)穩(wěn)壓器輸出電壓而變化，這是一個不希望的特性。鉭和鋁電解電容器成本不高，不顯示電壓系數(shù)或機械靈敏度?？紤]了更昂貴的電容器，如聚對苯二甲酸乙二醇酯薄膜，但可用性低、成本高和缺乏性能提升排除了它們。

即使有這些可能的選擇，電容器也確實表現(xiàn)出必須考慮的噪聲特性。大型多層陶瓷電容器具有低噪聲工作特性，但由于其機械振動靈敏度已被排除在外。鉭和鋁電解電容器顯示出更高的噪聲水平（參見Sikula等人在參考文獻中進一步閱讀）。最終選擇了標準鉭電容器，因為它們成本合理，偏置電壓特性良好，并且對物理振動缺乏響應。多個電容器并聯(lián)以獲得所需的額定電壓和凈電容，同時降低貢獻的噪聲。

出于類似的原因，第一級增益模塊和第二級增益模塊之間的阻塞/濾波也被選擇為鉭。盡管第一級的增益放大了噪聲，但發(fā)現(xiàn)陶瓷產(chǎn)生的壓電響應信號超出了所需水平。

幾乎所有電容器都適用于最終的輸出阻塞/濾波網(wǎng)絡(luò)，因此選擇陶瓷電容器。放大后的噪聲相對于電容器的壓電響應來說已經(jīng)足夠大了，而沒有直流偏移意味著電容器接近其預期值。用于補償?shù)谝辉鲆婕壍碾娙萜饕约鞍吞匚制潪V波器中使用的電容器是C0G、NPO或聚對苯二甲酸乙二醇酯，因為這些電介質(zhì)幾乎沒有壓電效應或直流偏置偏移。

為電路本身供電是最后一個重要決定。選擇堿性電池供電，為所有階段提供最安靜的電源，并防止設(shè)備中可能的接地回路破壞測量。必須記住，這里使用的所有電路都不具有無限的電源抑制能力，電源上的任何噪聲都可能傳導到輸出端，并可能影響測量結(jié)果。在選擇從任何基于線路的電源供電之前，請仔細考慮這一點。

實際電路限制

放大器具有不容忽視的實際局限性。給定電路提供的80dB增益，輸入端的信號為100μVP-P將顯示為 1VP-P在輸出上。采用 ±4.5V 電源供電，要求輸出信號的幅度小于 ±3.5V。因此，輸入端的總幅度不能超過±350μV，或者無法保證信號保真度。預計高斯噪聲的最差情況波峰因數(shù)為10，僅為70μV有效值最大值可通過該電路測量。

從這里開始，確保鉭電容器正確偏置也很重要。對于輸入阻斷電容器，晶體管幾乎在地電位下工作，因此正輸出電壓穩(wěn)壓器要求電容器的正極連接到穩(wěn)壓器輸出。相反，當測量負輸出電壓時，電容器是反轉(zhuǎn)的。對于第一級和第二級之間的直流阻斷和濾波，電容器的負極應連接到第一級。晶體管的基極電流通過499Ω電阻將其基極拉得略微負，并且該略微負的電壓在第一級通過25的增益進一步放大，需要此方向。

校準、驗證和測量

電路構(gòu)建完成后，需要驗證增益以及折合到輸入端的噪聲。校準增益，60dB衰減2用于將來自函數(shù)發(fā)生器的信號降低到避免放大器輸出逆電源軌運行的電平。帶 100mVP-P在從函數(shù)發(fā)生器到衰減器的1kHz中頻下，最終增益級的電位計被調(diào)節(jié)為1VP-P在輸出端。在10Hz至1MHz范圍內(nèi)上下調(diào)整頻率可指示增益在所需帶寬范圍內(nèi)是平坦的。

增益和頻率響應的驗證由網(wǎng)絡(luò)分析儀完成。參考信號通過60dB衰減器饋入放大器的輸入端。三個獨立的輸出作為測試點連接，并跨頻率進行掃描。圖3顯示了三個輸出中每個輸出的增益與頻率的函數(shù)關(guān)系，突出了出色的平坦度和適當?shù)霓D(zhuǎn)折頻率。

圖3.電路增益如圖1所示。濾波器響應顯示，在所需的轉(zhuǎn)折頻率下出現(xiàn)陡峭的滾降。

為了驗證折合到輸入端的噪聲，將放大器的輸入短路至地，并測量輸出端的噪聲。直接使用 RMS 電壓表或示波器進行測量;使用頻譜分析儀觀察噪聲頻譜密度。測量的寬帶輸出噪聲頻譜密度（如圖4所示）在1Hz時具有200/f的轉(zhuǎn)折噪聲，在5Hz至200MHz時具有1μV/√Hz的白噪聲特性。將其除以80dB增益表示折合到輸入端的噪聲為500pV/√Hz，略高于目標值。即使使用1/f元件，計算結(jié)果也為0.15μV有效值在 10Hz 至 100kHz 帶寬范圍內(nèi)，足夠低，允許測量 1μV有效值在相同的帶寬上充滿信心。測量結(jié)果與示波器上測得的峰峰值噪聲密切相關(guān)，如圖5所示。

圖4.輸入短路時放大器的噪聲頻譜密度顯示1/f分量。除以80dB電路增益可產(chǎn)生折合到輸入端的噪聲。

圖5.輸入短路時的峰峰值放大器噪聲（100kHz范圍）與噪聲頻譜密度相關(guān)。

測量仍然不是一項簡單的任務

在設(shè)計和測試該電路的過程中出現(xiàn)了一些微妙的影響，展示了測量超低噪聲水平的難度。將輸入短路接地并將輸出連接到示波器，可以揭示RMS電壓表或頻譜分析儀無法看到的許多內(nèi)容。當使用陶瓷電容器作為輸入濾波器和第二級濾波時，信號偏移很大，通過簡單的手指敲擊工作臺展示了它們的壓電特性。這就為改用固態(tài)鉭電容器提供了理由。

同樣明顯的是，測量的噪聲水平非常小，需要采取特別措施來確?？煽康慕Y(jié)果。將放大器板放在較舊的示波器前面，可以顯示一個常規(guī)的20kHz信號（可能是示波器內(nèi)部的開關(guān)穩(wěn)壓器），其幅度大于折合到輸入端的噪聲。將其放置在臺式萬用表附近會產(chǎn)生較大的 60Hz 信號。圖6顯示了放大器放置在有源示波器前方幾英寸處時的靈敏度。在這兩種情況下，將電路板移離設(shè)備或改變電路板的方向都會改變信號的幅度，關(guān)閉設(shè)備會消除信號。鉛筆末端的幾圈電線連接到函數(shù)發(fā)生器，作為不同頻率的小型天線運行。毫不奇怪，電路板的某些區(qū)域顯示了與臺式設(shè)備內(nèi)部的電感器和變壓器磁耦合的電路回路。為了幫助減少環(huán)路，進行了一些布局改進，但很明顯需要外部屏蔽。

圖6.輸入短路且靠近示波器的信號突出顯示了對磁場的敏感性。

屏蔽盒結(jié)構(gòu)

圖7和圖8顯示了用于容納噪聲放大器板的屏蔽盒的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。放大器板與六個 D 電池堿性電池一起裝在一個由 0.050 英寸厚的 Mu 金屬制成的盒子內(nèi)，以提供良好的低頻磁場屏蔽。然后將其放置在由 1 盎司銅包層制成的盒子內(nèi) 2/2 英寸，選擇以提供對更高頻率的良好屏蔽。這些最后放置在鋼罐內(nèi) 1/2 英寸（重新利用的餅干罐）3），這提供了一些對磁場的初始屏蔽。盒子之間的 1/2“ 氣隙有助于衰減磁場。有關(guān)用于低頻磁場屏蔽的材料的討論，請參閱附錄A，磁屏蔽材料。

圖7.屏蔽盒結(jié)構(gòu)使用Mu金屬內(nèi)部銅在鋼錫內(nèi)衰減磁場。

圖8.屏蔽盒結(jié)構(gòu)的細節(jié)。注意 只有輸入同軸屏蔽連接到金屬罐，以防止接地回路。

關(guān)于這個盒子的構(gòu)造，有一些值得注意的事項。內(nèi)部放大器板使用同軸電纜從電路板輸出到輸入和輸出 BNC 連接器。但是，必須注意同軸電纜屏蔽的連接;只有輸入屏蔽連接到電路板的接地層和最外層的鋼罐。輸入和輸出 BNC 屏蔽層連接到鋼罐，而同軸電纜屏蔽層連接到兩側(cè)的電路板接地。如果輸出屏蔽連接也連接到鋼罐，則會形成一個可以拾取雜散場的接地回路。屏蔽盒的每一層通過金屬螺釘和支架與其外部的屏蔽盒電連接，放大器板由阻焊層隔離。它們在每個盒子之間提供連接，而無需在內(nèi)部連接到放大器板的接地層并創(chuàng)建可能的環(huán)路。最后，鋼罐本身得到了額外的關(guān)注：對罐子和蓋子的內(nèi)外邊緣進行了打磨，以去除裝飾性油漆和透明的保護層，以確保蓋子和罐子之間的良好電接觸。

值得注意的是，即使所有注意力都集中在屏蔽電路上，線路頻率場也足夠強，足以進入圖4所示的噪聲圖。幸運的是，屏蔽足以最大限度地減少這些場產(chǎn)生的信號。即便如此，在進行測量時，人們應該充分意識到場與該電路相互作用的可能性。

測量穩(wěn)壓器輸出噪聲

一旦放大器經(jīng)過檢查和校準，就會進行實際的噪聲測量。要精確測量線性穩(wěn)壓器輸出噪聲并獲得忠實的結(jié)果，需要仔細注意 DUT 屏蔽、元件選擇、布局和電纜管理。圖9顯示了用于測試線性穩(wěn)壓器的配置，突出顯示了用于避免磁場侵入測量的結(jié)構(gòu)和屏蔽。在任何給定時間，只需連接一臺儀器，以防止接地回路損壞測量。

圖9.噪聲測量臺設(shè)置。屏蔽盒裝有噪聲放大器，線性穩(wěn)壓器的低輸出阻抗消除了屏蔽的必要性，但磁場仍然會影響輸出。

選擇電池電源為線性穩(wěn)壓器供電的原因與為放大器供電的原因相同;目標是測量線性穩(wěn)壓器的噪聲，而不是表征電源抑制。穩(wěn)壓器不需要屏蔽，因為穩(wěn)壓器的低輸出阻抗使其不易受到低頻磁場的影響。從穩(wěn)壓器輸出到噪聲放大器的連接需要是短套管連接器，因為長柔性電纜會因摩擦電而引入誤差4影響。

放大器輸出直接饋入示波器以測量峰峰值噪聲。如圖 10 所示，LT3042 的峰峰值噪聲為 4μVP-P.同一穩(wěn)壓器的頻譜分析儀圖（如圖11所示）顯示了不同SET引腳電容的噪聲。10Hz至100kHz范圍內(nèi)的RMS噪聲與SET引腳電容的函數(shù)關(guān)系如圖12所示。

圖 10.LT3042 噪聲在 10Hz 至 100kHz 帶寬內(nèi)。有效值噪聲測量值 0.8μV有效值.

圖 11.噪聲頻譜密度圖顯示了增加SET引腳電容對LT3042的影響。

圖 12.增加SET引腳電容可降低10Hz至100kHz帶寬下的RMS噪聲。

測量RMS噪聲要求在選擇儀器時更加挑剔。并非所有 RMS 電壓表都是平等的，請查看 AN83 中的附錄 C，了解和選擇 RMS 電壓表，“低噪聲、低壓差穩(wěn)壓器的性能驗證”，了解有關(guān) RMS 電壓表類型及其性能的信息。本附錄列出了許多不同的RMS電壓表，并強調(diào)了一些電壓表如何存在重大誤差，從而導致測量結(jié)果比現(xiàn)實更樂觀。

測量穩(wěn)壓器電源抑制

與噪音同樣重要

線性穩(wěn)壓器的電源抑制與輸出電壓噪聲同樣重要。由于電源抑制性能差，即使是噪聲最低的穩(wěn)壓器也會將信號傳遞到輸出端，這可能會淹沒來自穩(wěn)壓器的噪聲。開關(guān)穩(wěn)壓器通常用作前置穩(wěn)壓器，以提供效率、噪聲、瞬態(tài)響應和輸出阻抗的最佳組合。

大多數(shù)最先進的開關(guān)穩(wěn)壓器的工作頻率為100kHz至4MHz。即使使用最低的ESR電容器，定義開關(guān)穩(wěn)壓器的能量傳輸?shù)拿}沖特性也會在開關(guān)頻率處產(chǎn)生輸出電壓紋波。這些信號會在噪聲敏感型視頻、通信和其他類型的電路中引起問題。101 年 2005 月發(fā)布的凌力爾特應用筆記 <>“最大限度地減少線性穩(wěn)壓器輸出中的開關(guān)穩(wěn)壓器殘留”中對此進行了闡述。

最近發(fā)布的線性穩(wěn)壓器有望實現(xiàn)80dB及以上的電源抑制。LT3042 在某些頻率下接近 120dB 的電源抑制。為了測試這一點，輸入必須保持在足夠低的幅度，以確保測試穩(wěn)壓器的小信號響應，而不是大信號響應，盡管必須產(chǎn)生足夠的信號才能在輸出端具有可測量的信號。此外，疊加交流信號的輸入直流電平不得將穩(wěn)壓器驅(qū)動到壓差或其他不需要的操作區(qū)域。

驅(qū)動 DUT

在測試穩(wěn)壓器抑制時，必須做的第一件事是提供要抑制的信號。這比僅將頻率發(fā)生器連接到設(shè)備更復雜;交流信號必須位于直流偏移之上，并且能夠提供負載下所需的電流。

用于此目的的電路由Jim Williams開發(fā)，如圖13所示。在該電路中，直流基準電壓由A2產(chǎn)生，并與A1反相輸入端的交流信號相加。A1 的輸出驅(qū)動與鎮(zhèn)流電阻并聯(lián)的達林頓連接晶體管，以驅(qū)動高達 5A 的輸出電流。

圖 13.驅(qū)動器板將交流和直流電壓相加，以在頻率高達 10MHz 時提供幾安培。

將此電路連接到DUT時，需要注意一個主要注意事項：不應使用穩(wěn)壓器的輸入電容。第一個原因是該電路未針對驅(qū)動容性負載進行優(yōu)化，并且可能會振蕩。其次，該電路沒有吸收電流的能力;必須存在負載才能對輸入電容放電，尤其是在頻率增加時。驅(qū)動 50mVP-P10μF 電容器兩端的 1MHz 正弦信號需要超過 3A 的充電和放電電流，以防止信號失真。如果在光輸出電流（低于100mA）下進行測量，請使用預負載來確保呈現(xiàn)給穩(wěn)壓器的信號保真度。

未雨綢繆

當器件的電源抑制率非常高時，必須仔細注意儀器儀表的細節(jié)。如果穩(wěn)壓器提供 100dB 的電源抑制，則為 50mVP-P輸入信號減小至 0.5μVP-P在輸出端。增加輸入信號幅度是可能的，但在某些時候會發(fā)生從小信號響應到大信號的轉(zhuǎn)換。

對于具有高電源抑制的穩(wěn)壓器，輸出信號的低幅度等于或小于器件的噪聲幅度。這表明我們應該放大信號，就像我們對噪聲能夠進行準確測量所做的那樣。即使這樣，輸出信號通常也會被噪聲隱藏。幸運的是，現(xiàn)代示波器提供了平均功能，允許人們從噪聲中提取信號;隨機噪聲的平均值為零。輸入信號提供所需的觸發(fā)器。

無論信號是否被放大，在測量電源抑制時都會出現(xiàn)其他可能的問題。輸入和輸出信號必須同時測量;需要輸入和輸出幅度才能知道器件的抑制。測量設(shè)置的框圖如圖14所示。

圖 14.電源抑制測量框圖顯示了接地環(huán)路。切換到差分至單端放大器可解決接地環(huán)路問題。

在框圖中值得注意的是，存在可能破壞測量的接地回路。第一個是通過兩個示波器通道的公共接地形成的接地環(huán)路。該環(huán)路通過信號放大器，接地環(huán)路中的任何信號都會破壞電源抑制測量，從而得到不反映實際性能的結(jié)果。解決方案是將信號放大器從單端電路切換到全差分電路。這樣，兩個回路都會斷開，測量保真度也會恢復。第二個環(huán)路（圖14中未顯示）通過交流線接地到達第一個示波器通道。該環(huán)路顯示對誤差的貢獻最小，因為相比之下，所有信號都很大。

用于差分輸入的簡單放大器

一個簡單的放大器如圖15所示。該放大器在輸入端使用一個增益為40dB的全差分增益級，然后使用差分至單端轉(zhuǎn)換器，以提供另外20dB的增益。每個輸入都有一個200Hz高通濾波器來阻斷直流電。選擇 LTC6409 是因為其 10GHz 的高增益帶寬產(chǎn)品。第二級由一個配置為增益為 1818dB 的差分至單端轉(zhuǎn)換器的 LT20 提供。

圖 15.簡單差分至單端放大器提供60dB增益。

這種放大器組合的折合輸入噪聲約為1.4nV/√Hz，這意味著我們預期應小于2.2μVP-P的噪音。同時，我們期望4μVP-P來自調(diào)節(jié)器本身的噪聲。與 0.5μV 相比P-P我們期望在穩(wěn)壓器輸出端的信號中，這種噪聲完全淹沒了我們試圖測量的信號。同樣，節(jié)省的恩典是噪聲的隨機性，給出平均值為零：使用帶存儲器的現(xiàn)代示波器，平均揭示隱藏在噪聲中的信號。

改進型差分放大器

來自極高性能線性穩(wěn)壓器的測量變得更加棘手。輸出信號增益僅為60dB，0.5μVP-P信號變?yōu)?.5mVP-P.這個小幅度正在接近許多帶有 1X 探頭的高端示波器的測量閾值。將線性穩(wěn)壓器的輸入幅度提高十倍可增加裕量，但如果穩(wěn)壓器電源抑制再增加20dB，則問題再次浮出水面。

圖16顯示了更高性能放大器的實現(xiàn)方式。它基于圖2中的噪聲放大器和圖15中的先前差分至單端放大器?，F(xiàn)在，用于每級的 LT1818 被 LT1994 差分放大器所取代，這些差分放大器反饋到仍然由 THAT300 晶體管陣列形成的差分晶體管對。第二級差分增益來自另一個LT1994，然后通過第一個LT6232轉(zhuǎn)換為單端測量。高通濾波器和巴特沃茲濾波器的連續(xù)級如圖2所示。電路響應的校準和驗證與低噪聲放大器相同。

圖 16.改進型放大器提供增益為80dB的差分輸入。

測量電源抑制的設(shè)置如圖17所示。LT3042 穩(wěn)壓器的實測電源抑制如圖 18 所示。值得注意的是，穩(wěn)壓器的電源抑制在120Hz時接近100dB。在示波器上驗證此測量值需要改進的放大器提供80dB的增益。

圖 17.用于測量電源抑制的設(shè)置。驅(qū)動板和 DUT 位于左下角，放大器板位于右下角。未顯示電源和信號源。

圖 18.LT3042 的電源抑制圖顯示了在接近 70MHz 的頻率下具有 >4dB 的性能。

其他測量方法

其他方法和設(shè)備可用于進行電源抑制測量。鎖相放大器使用參考信號在所需頻率下提供同步檢測，以幫助測量小信號電平。

網(wǎng)絡(luò)分析儀還提供一個振蕩器來掃描頻率，同時提供帶通功能來測量輸入和輸出幅度并計算電路的抑制。這些方法提供了有效的結(jié)果，但仍然需要對電路連接進行挑剔并驗證結(jié)果。必須檢查示波器上的輸入和輸出信號;信號幅度和波形將指示被測穩(wěn)壓器是否被驅(qū)動到壓差狀態(tài)，或者小信號響應是否已經(jīng)讓位于大信號行為。

陷阱

與測量噪聲類似，在測量電源抑制時，也存在可能導致誤入歧途的陷阱。仔細注意使用星形接地的電路接地非常重要。在測量電源抑制時看到的一些影響實際上似乎違反直覺。

到目前為止，可靠的設(shè)計總是在線性穩(wěn)壓器的輸入端包括一些電容，以在整個頻率范圍內(nèi)保持盡可能低的電源阻抗。當器件的電源抑制足夠高時，這實際上會增加輸出端的紋波量。

考慮一個如圖19所示的電路，其中LT3042對LT8614靜音開關(guān)穩(wěn)壓器進行后置調(diào)節(jié)。LT8614 可提供大約 20mV 的電壓?P-P在其 500kHz 開關(guān)頻率下通過幾英寸的銅板走線向 LT3042 輸入端的紋波。僅利用 LT22 的 8614μF 輸出電容器，線性穩(wěn)壓器的輸出紋波僅為幾μVP-P.當在 LT4 的輸入端增加一個 7.3042μF 電容器時，輸出紋波增加到大約 75μVP-P，如圖 20 所示。應該注意的是，這些照片的帶寬限制為20MHz，因為目標是顯示開關(guān)頻率下的紋波，而不是高頻邊沿尖峰。

圖 19.使用 LT3042 對 LT8614 靜音開關(guān)穩(wěn)壓進行后置調(diào)節(jié)。

（一）

（二）

圖 20.LT3042 對 LT8614 靜音開關(guān)穩(wěn)壓器進行后置調(diào)節(jié) （a） 在 LT3042 輸入端沒有任何電容器，（b） 在 LT4 輸入端采用一個 7.3042μF 電容器。兩張照片都有帶寬限制，可以忽略高頻尖峰。

增加輸入電容如何降低穩(wěn)壓器的電源抑制？答案不在于LT3042的性能，而在于電路板布局。LT3042 在對來自輸入電源的信號進行電抑制方面提供了卓越的能力。到目前為止，拒絕這些信號的能力是限制因素?，F(xiàn)在，磁場成為罪魁禍首。

為了更好地理解這一點，圖21中的原理圖用一條綠色實線突出顯示了DC-DC轉(zhuǎn)換器的交流電流路徑。如果 LT3042 的輸入端存在電容，則交流電流也會在斷開的綠色路徑中流動。LT3042 的輸入在相關(guān)頻率處呈現(xiàn)一種高阻抗，因此沒有 AC 電流流入 LT3042。

圖 21.原理圖突出顯示了DC-DC轉(zhuǎn)換器的交流電流環(huán)路以及易受磁耦合影響的路徑。

交流電流產(chǎn)生磁場，該磁場將在附近的其他回路中產(chǎn)生電流，就像變壓器的一個繞組耦合到其他繞組一樣。圖21中以藍色和紅色顯示兩個關(guān)注環(huán)路。由CSET和RSET形成的藍色環(huán)路在誤差放大器的輸入端產(chǎn)生紋波。利用 LT3042 的單位增益架構(gòu)，該紋波被傳遞到輸出。由輸出電容和阻抗回望穩(wěn)壓器（以及附近的負載元件）形成的紅色環(huán)路直接在穩(wěn)壓器輸出端產(chǎn)生紋波。

與直覺相反，從 LT3042 的輸入端移除電容可降低輸出紋波。鑒于這不是信號的電饋通，而是磁耦合，因此在設(shè)計電路板時必須考慮距離、屏蔽和環(huán)路方向。場強與距離和環(huán)路面積有關(guān)，因此最小化環(huán)路面積（不使用輸入電容）和最大化距離（僅使用DC-DC轉(zhuǎn)換器輸出電容）會限制施加在敏感環(huán)路上的電流。

這表明，早期決定不在信號驅(qū)動器板的輸出或穩(wěn)壓器的輸入上使用電容器是謹慎的。在穩(wěn)壓器的輸入端有一個電容器，增加一個環(huán)路，產(chǎn)生耦合到輸出并給出錯誤結(jié)果的磁場。穩(wěn)壓器電源拒絕似乎比實際情況要糟糕得多。

使用開關(guān)穩(wěn)壓器時發(fā)現(xiàn)的另一個問題是，不僅要消除開關(guān)頻率紋波，還要消除與開關(guān)邊沿相關(guān)的尖峰。某些電路上的開關(guān)邊沿在短短幾納秒內(nèi)轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換為100MHz的頻率成分。這些頻率不能用簡單的線性穩(wěn)壓器輕易消除。走線電容和磁耦合等寄生效應使降低這些尖峰變得困難。更多信息請參考凌力爾特應用筆記101“最大限度減少線性穩(wěn)壓器輸出中的開關(guān)穩(wěn)壓器殘留”和附錄B《控制高頻開關(guān)尖峰》。

結(jié)論

線性穩(wěn)壓器（如 LT3042）提供的精確性能為敏感系統(tǒng)提供了異常安靜的電源軌。從這種器件驗證直流性能通常不是一個棘手的提議。在如此高性能的水平下，噪聲和電源抑制等關(guān)鍵參數(shù)并不容易測量。必須特別注意測量電路、連接、電路板布局和設(shè)備中的最小細節(jié)。曾經(jīng)可以忽略的小誤差（與被測量的信號相比）現(xiàn)在是一階誤差項。所提供的高PSRR性能表明，信號不是通過設(shè)備本身傳輸?shù)模峭ㄟ^磁耦合傳輸?shù)?。必須仔細檢查每個細節(jié)，以確保測量的保真度并提供值得信賴的可靠結(jié)果。

審核編輯：郭婷