本應用筆記說明了MAX7060 ASK/FSK發送器的靈活性。雖然目前可用的評估板（EV kit）已針對器件在特定頻段（即288MHz至390MHz）的使用進行了優化，但本文將討論如何修改評估板電路以改善433.92MHz（歐洲常用頻率）的工作。本文介紹了兩種匹配和濾波器配置：一種用于優化漏極效率，另一種用于實現更高的發射功率。提供早期Maxim工業、科學和醫療射頻（ISM-RF）發送器的特性和功能，允許MAX7060與其前代產品進行比較。本文討論了使用MAX7060的若干設計指南和注意事項。

介紹

MAX7060 ASK/FSK發送器是一款注重靈活性的IC。首先，它的頻率靈活，小數N分頻PLL能夠在285MHz至420MHz（使用15MHz晶體）或304MHz至448MHz（使用16MHz晶體）范圍內工作，步長可達f永通·/4096.這允許在低于 450MHz 的所有主要工業、科學和醫療系統 （ISM） 頻率上進行傳輸，包括可能僅在某些地理區域可用的頻率。小數N分頻架構還允許極其精確的FSK調制，允許高達70kbps的曼徹斯特編碼數據速率。

MAX7060還具有靈活的發射功率，設計有集成電壓數模轉換器（VDAC），為功率放大器（PA）提供指數級電壓。當IC以足夠的V工作時DD，VDAC 能夠以大約 1dB 的步長實現近 30dB 的調節范圍。這種功率步進功能還可用于傳輸ASK時的包絡整形，從而有助于符合美國和海外市場的法規要求。

可通過可編程電容器實現靈活的PA匹配，該電容器可在0至7.5pF范圍內以0.25pF的增量進行選擇。在系統測試期間，可以通過找到“電容代碼”（即電容代碼）來優化給定工作點（發射頻率和PA代碼）的發送器性能，以最小化電流消耗和/或最大限度地提高該組條件下的效率。它還允許根據需要調整PA負載，以適應工作環境的變化。

由于頻率、功率和PA電容均可通過SPI命令進行控制，微控制器可用于以編程方式在多個預優化組合之間進行選擇，從而允許在ISM頻率之間跳變。相反，如果在不需要SPI控制的系統中工作，IC具有內置引腳搭接功能，通過將6個IC引腳連接到電源或地來實現24種可能的頻率/功率組合之一。

除了這兩種選擇（SPI控制與無SPI控制）之外，MAX7060還提供了一種創新的可編程方法，在手動模式下，無需SPI控制（即引腳搭接）的組合，只需寫入一個寄存器（仿真寄存器）即可進行編程。這種方法大大降低了主微處理器的編程復雜度和代碼空間，同時仍保持了MAX7060的靈活性和可編程性。

MAX7060的電源配置也很靈活。該 IC 能夠采用紐扣電池提供的 2.1V 至 3.6V 電壓或 4.5V 至 5.5V 電源（可激活內部穩壓器）工作。穩壓器為大多數內核IC電路模塊提供約3.2V的電壓，而VDAC則采用較高的電源工作，以實現發射功率控制特性的最大線性度。

MAX7060內置所有這些功能，只需少量外部無源元件即可實現PCB占板面積小的全功能發送器。然而，正如本文其余部分將要說明的，正確選擇這幾個無源器件對于根據特定應用的需求調整MAX7060的性能起著重要作用。

A. 現狀

首先，一點歷史...

MAX7060的原始應用要求僅在國內（即北美）市場工作，目標頻率范圍為288MHz至390MHz。因此，MAX7060評估（EV）板（MAX7060EVKIT）元件的選擇方式往往有利于在該目標頻帶內工作。當MAX7060評估板采用15MHz晶體和評估板數據資料所示的匹配/濾波元件工作時，MAX7060能夠在288MHz至390MHz頻段內向50Ω負載提供高達+15dBm的輸出，同時符合FCC Part 15對諧波的-20dBc要求。

另外，評估板上的晶體為16MHz，MAX7060的工作頻率范圍為304MHz至448MHz，包括433.92MHz，這是美國和歐洲常用的頻率。但是，如果采用MAX7060EVKIT的庫存，并將其編程為433.92MHz，很快就會發現效率很差，諧波雖然仍通過FCC Part 15，但不能滿足歐洲電信標準協會（ETSI）的要求，除非通過選擇較低的PA碼來降低TX輸出。基本上，原始評估板對MAX7060不太有利，適合任何希望工作在433.92MHz的人，特別是在歐洲市場。

本應用筆記旨在通過更全面地解釋MAX7060的真實功能來糾正這種看法。

原始評估板上的內容

圖1所示為MAX7060評估板上的匹配和濾波網絡。諧波濾波器由C56、L2和C55組成。C4和L1以及IC封裝和PCB走線的寄生電容（圖中指定為CparPA）構成PA匹配。其他元件 C7、R3A 和 C10 用于電源旁路，在 L1 的頂端形成一個交流接地。通過這種方式，為了分析的目的，可以將L1視為與CparPA平行。

圖1.MAX7060評估板匹配和濾波網絡的簡化圖

對于在50Ω系統中工作，一種設計方法是使諧波濾波器對稱，使濾波器輸出端的阻抗保持50Ω。然后可以使用C4產生阻抗變換，在L1的電抗和容性效應的電抗相互抵消時，該變換向PA提供更大的實際負載。（有關此方法的示例，請參閱附錄 A。

然而，為了允許MAX7060在國內頻段的低頻范圍內調諧，評估板中的C4被選為100pF。因此，C4僅充當耦合電容，將諧波濾波器處的低阻抗負載直接傳輸到PA。在PA處，該負載出現在由L1和CparPA形成的平行LC上。由于并聯RLC電路的Q值可以表示為：

（公式1）

由于L1為51nH，339MHz處的感抗約為109Ω，導致Q值小于0.5。正如預期的那樣，這種組合實現了寬帶調諧和高功率輸出。

但是有些東西被遺漏了...

通過檢查圖2，可以明顯看出為什么433.92MHz的工作頻率對庫存評估板的匹配方案存在問題。事實上，歐洲市場使用的頻率比國內頻段中心高近100MHz，這使得單個匹配不太可能以最佳方式覆蓋兩個市場。更糟糕的是，諧波濾波器必須配置為衰減288MHz的二次諧波，這也導致433.92MHz的基波部分衰減。

圖2.國內和歐洲低頻段頻率的相對位置。

綜上所述，難怪MAX7060數據資料顯示315MHz的性能，這比433.92MHz的性能更令人印象深刻。然而，正如許多其他Maxim ISM-RF評估板已針對315MHz（最常見的國內頻率）或433.92MHz工作進行了優化一樣，也可以修改MAX7060EVKIT的匹配和濾波元件以實現類似的目標。

433.92MHz 時性能改進的示例

替代匹配/濾波方法#1：+10dBm，漏極效率更高

在Maxim ISM-RF產品系列的數據手冊中，經常引用的工作點是+10dBm發射功率，電源電壓為2.7V。該數據點基于這樣的假設，即實施紐扣電池供電解決方案的客戶需要保持高效的傳輸操作以延長電池壽命。雖然這種工作并不是MAX7060最初的重點，但潛在用戶經常會問IC與更簡單的發送器（如MAX1472、MAX1479、MAX7044和MAX7057）相比性能如何。如果以MAX7060數據手冊中433.92MHz工作頻率的表面值計算，答案似乎是“相當糟糕”。但故事并不需要就此結束。

圖3所示為采用2.7V電源時用于實現更高效的+10dBm TX輸出的元件值。由于MAX7060與MAX7057非常相似，MAX7060EVKIT的替代配置采用MAX7057典型應用電路的匹配/濾波網絡作為起點。事實證明，這確實是一個很好的起點，只有C4的值需要進一步調整。在修改后的匹配中，C4為15pF，這會產生阻抗的向上階躍，使得PA負載的有效電阻超過100Ω。因此，對于PA處的給定電壓擺幅，產生的輸出功率較低。

圖3.MAX7060匹配和濾波器示意圖，用于提高+10dBm時的效率。

提高PA電阻（通常稱為Ropt，即實現給定TX功率的最佳電阻）的效果如圖4所示。PA 代碼 0 到 28（0hex 到 1Chex）在舊匹配時總是比使用新匹配產生更高的功率。然而，當達到+10dBm的所需輸出時，新的匹配需要的工作電流要小得多（圖5），這相當于整體效率的提高（圖6）。

圖4.TX功率比較，原始匹配與新匹配/濾波器，+10dBm。

圖5.使用新的匹配/濾波器降低工作電流，達到+10dBm。

圖6.通過+10dBm的新匹配/濾波器提高了整體效率。

在討論發送器IC的效率時，必須指出IC的整體效率（如圖6所示）與PA輸出器件本身的效率之間存在區別。總效率（公式2）使用IC的總工作電流計算，因此包括晶體振蕩器、PLL、PA預驅動器、接口電路和最終級FET的貢獻。

（公式2）

但是，如果可以通過最終級FET的電流進行隔離（通過用電流表代替電路圖中的R3A進行測試），并且VDAC同時在PAVOUT引腳上監控，則可以使用公式3來表明優化匹配產生的漏極效率接近50%。

（公式3）

所有其他電路塊的貢獻在整體效率計算中是固定的，用戶的電流不能被用戶修改或控制。效率的提高只能在PA匹配和濾波器中進行，正如我們在交替匹配/濾波器方法#1中所做的那樣。

替代匹配/濾波方法#2：+14dBm，符合ETSI標準的諧波

與剛才介紹的電池省電至關重要的場景不同，還有其他需要高發射功率的應用，并且將提供+4.5V至+5.5V之間的電源電壓。在這些情況下，需要將5V電源饋送到V電源美國東部時間引腳并允許MAX7060的內部穩壓器向其它電路模塊提供約3.2V的電壓。在這些條件下，VDAC被5V電源偏置，從而能夠在接近代碼范圍的末尾保持出色的功率控制線性度（≈1dB/代碼）。（參見MAX7060數據資料中的典型工作特性部分。

由于原始評估板匹配不允許在433.92MHz下全功率工作，符合ETSI標準，因此值得嘗試單獨匹配具有魯棒的TX輸出（高達+14dBm），但諧波電平符合ETSI標準。應該注意的是，雖然在歐洲，433.92MHz的最大允許傳輸僅為+10dBm，但測量是在連接天線的情況下進行的，大多數小型天線（當然包括PCB走線天線）都是低效輻射器。MAX7060的PA為+14dBm，可以部分補償這種有損天線。相反，如果有更高效的天線，PA輸出可以簡單地以1dB步長減小，直到復合（發射器+天線）輸出降至+10dBm以下。

圖7顯示了用于實現+14dBm、ETSI兼容匹配的元件值。輸入pi濾波器已被更改，對原始濾波器和修改后的濾波器的電子表格分析表明，該濾波器不應再像原始濾波器那樣衰減433.92MHz。當工作在國內頻段（即288MHz至390MHz）時，原始濾波器的輸出阻抗（在C55/C4結點）在35Ω和65Ω之間，而433.92MHz的阻抗則落入相當高的區域，導致輸出功率降低。新的組合在433.92MHz時產生約40Ω的濾波器輸出阻抗，有效地將高功率能力的頻率從以前的位置上移。新的工作點還以遠低于數據手冊中典型工作特性反映的電流供電，如圖8和圖9所示。

圖7.MAX7060匹配和濾波器示意圖，+14dBm，符合ETSI標準。

圖8.通過匹配/濾波器提高功率，達到+14dBm，符合ETSI標準。

圖9.通過匹配/濾波器降低工作電流，符合ETSI標準，達到+14dBm標準。

使用新濾波器僅實現了諧波衰減的微小改善，但在PA處發生了更顯著的改進，其中L1下降了三倍以上。這意味著只要反射到PA電路中的R保持不變，Q值就會增加三倍。（參見公式 1。結果是更好的諧波抑制。

上述兩種替代匹配/濾波器組合都是為了增強433.92MHz的工作頻率，顯然，MAX7060的性能遠遠優于原始評估板匹配。但是，應該注意的是，所提出的解決方案都不一定是可以實現的最佳解決方案，但它們提供了對下次有新需求時可能采取的步驟的見解。有趣的是，滿足433.92MHzETSI要求的+14dBm匹配/濾波器在315MHz時的表現也將非常出色，只要利用PA輸出端的可變電容來調整較低的工作頻率。在迄今為止進行的實驗中，將上限[4：0]位設置為16hex（對應于PAOUT引腳上額外的5.5pF分流C）允許TX功率在315MHz時高達+15dBm，同時滿足FCC諧波，效率僅略低于原始匹配。

Maxim ISM-RF發送器之間的特性比較：為什么MAX1472與MAX7060不是一場公平的斗爭

Maxim ISM-RF產品線中的首款發送器是MAX1472。在簡單性和效率方面，它是一款令人印象深刻的器件，采用2.7V電源產生+10.3dBm，同時僅消耗9.6mA工作電流，其中只有1.7mA為非PA電流。但是，它也缺乏客戶以后需要的功能：

相位噪聲不符合全功率運行的ETSI標準。（MAX1479就是為了解決這一缺點而開發的。

它只能進行ASK調制。（MAX1479增加了FSK調制。

它無法支持更高的輸出功率水平。（MAX7044旨在提供+13dBm。

固定比率PLL僅允許通過更換晶體來改變頻率。（MAX7057集成了小數N分頻鎖相環。

低功耗晶體LO需要使用負載電容小（4.5pF）的晶體。（MAX7057對此進行了改進，具有更強的LO。

改變發射功率的唯一方法是改變電源電壓。

MAX7060隨后被開發出來，以解決這些限制，并具有早期Maxim ISM-IF發送器所不具備的特性。但這種改進是有代價的，以額外的工作電流的形式出現，從而降低了整體效率。

表1顯示了上述每種IC的可用特性，以及它們各自數據手冊中的工作數據。對于MAX7060，用于比較的數據來自本應用筆記前面描述的高效率匹配/濾波器，而不是MAX7060數據資料。

在根據表1中的數據比較MAX1472和MAX7060的漏極效率之前，需要考慮一些額外的因素：

MAX1472的預驅動器電流約為0.5mA，當PA被禁用時關斷。因此，MAX1472 PA FET實際上消耗7.4mA電流（即9.6mA - 1.7mA - 0.5mA）。

MAX7060的預驅動器電流約為1.5mA，當PA被禁用時關斷。因此，MAX7060 PA FET實際上消耗8.4mA電流（即14.8mA - 4.9mA - 1.5mA）。

MAX1472的PA電感直接連接到2.7V電源，而MAX7060電路的L1連接到PAVOUT，當IC采用2.7V電源供電時，PAVOUT的測量電壓為2.45V （平坦，類似于圖4所示的功率特性）。

如果將公式3應用于這兩組數字（即TX功率和電流），MAX1472的漏極效率為53.6%，MAX7060的漏極效率為53.3%。兩種器件之間最大的差異是整體效率計算。根據公式2，功能豐富的MAX7060總效率只能達到27.4%，而MAX1472的總效率為41.3%。通過進一步優化“交替匹配/濾波方法#1”，MAX7060的漏極效率可以略有提高，但無法克服MAX7060設計的功能和靈活性增加所帶來的“效率損失”。

此外，如果需要高輸出和最大功率控制范圍，要求MAX7060配置為+5V電源供電，則效率損失將包括內部穩壓器。存在 5V 作為 VDD在公式2的分母中（而不是上例中的2.7V）導致整體效率更低。從這個意義上說，比較所提出的兩種新匹配方案的效率數據是不公平的，因為每種方案都是為了特定目的：優化漏極效率（即電池壽命）或實現高發射功率。我們根本無法兩全其美。

應用MAX7060：最佳實踐

在上一節中，我們討論了某些權衡和比較。使用MAX7060進行設計時，還記得一些額外的一般準則和注意事項。

不要忘記使用PA電容

涉及可變PA電容時可能會犯幾個錯誤。首先是完全沒有利用PA電容。在單頻操作中，可以在不更改電容代碼的情況下實現最佳性能，但是一旦需要多頻操作，未能利用電容[4：0]位將導致效率低于最佳效率。它還可能增加監管問題的風險，因為失諧的PA負載可能無法很好地衰減諧波。

在MAX7060工作在一個以上頻率的應用中，最好的方法是假設在最低頻率工作時施加一定量的PA電容，然后在較高頻率下逐漸去除。到目前為止，通過嘗試匹配/濾波器組合，似乎在433.92MHz下的最佳工作是在很少或沒有額外PA電容的情況下實現的。相反，降低到低得多的頻率（即315MHz）需要施加大部分PA電容（即，7.5pF中的5.5pF，如備用匹配/濾波器#2的情況）。注意：如果選擇匹配和濾波器組件來優化315MHz的性能，上限代碼為零，則相同的匹配/濾波器組合不可能在任何更高的發射頻率下以最佳方式工作。這是第二個錯誤。

在對MAX7060進行基準檢定期間，進行了一系列實驗，其中使用PA電容來微調發射功率，允許在288MHz至390MHz的五個頻率（即原始匹配的國內頻段）的相同PA代碼下保持幾乎恒定的輸出電平。通過在每個頻率上施加預定量的PA電容，輸出平坦度可以保持在1dB的零點幾分之幾以內。類似地，通過為該標準選擇一組電容代碼，可能需要在多個頻率下工作，并在每個點上實現最佳漏極效率。

然而，無論哪種情況，確定最佳組合的能力都需要測量TX功率、諧波電平、VDAC輸出和PA電流，而電容代碼在整個范圍內變化。這組測量的結果如圖10和圖11所示，這些測量結果取自使用替代匹配/濾波方法#1的評估板，但工作頻率為315MHz。 （回想一下，兩種替代匹配的目標都是在433.92MHz而不是315MHz下進行優化。

圖 10.TX功率和漏極效率與315MHz時的電容代碼，使用交替匹配/濾波器方法#1。

圖 11.PA電流和二次諧波與電容代碼在315MHz，使用交替匹配/濾波方法#1。

從這些結果中可見的固有權衡如下：

盡管在低電容代碼下工作似乎可以獲得額外的0.5dB至1dB輸出功率，但這些相同的工作點會消耗大量額外電流，并且無法滿足FCC諧波。

最佳諧波性能似乎與最低電流密切相關，但這兩個最佳點都不能提供最高的漏極效率。

由于必須做出折衷，因此在315MHz下工作的一般建議是使用15dec和23dec之間的上限代碼。在此范圍內，諧波符合規格，效率與其峰值不太遠，電流接近其最小值。相反，從示例中可以明顯看出，選擇最大TX功率作為最重要的指標，而忽略電流、漏極效率和諧波性能，將構成第三個錯誤，并帶來嚴重后果。

由于MAX7060的負載調諧功能是一個相當獨特的特性，因此強烈建議進行實驗，以確定如何在給定的應用環境中最好地利用它。

不要期望兩全其美（同時）

本文檔中介紹的替代匹配突出了一個值得進一步討論的差異：可以選擇以高TX輸出和功率控制線性度為目標，也可以選擇以較低的（紐扣電池）電源電壓為目標，但這兩個目標無法同時實現。這是有根本原因的。

為了能夠實現高輸出功率，MAX7060的末級FET比任何早期的ISM-RF發送器都要大，MAX7044除外。即便如此，當導通時，FET仍表現出約13Ω的電阻（即Rsw）。這種有限的電阻代表了不可避免的功率損耗。如本文檔前面所述，要以高功率傳輸，必須向PA提供低Ropt值（小于50Ω）。由于在這種情況下，Rsw 的值占 Ropt 的很大百分比，因此漏極效率會受到影響。

對效率的另一個影響是由于VDAC的存在，VDAC位于原始電源之間（即，連接到V的任何東西）美國東部時間引腳）和PA電感。VDAC具有有限的輸出電阻，對于高功率匹配，與該電阻相關的I2R損耗會更大，因為高功率匹配會消耗更多電流通過PA。

相比之下，在與MAX7060匹配以提高效率的低電壓應用中，Ropt比Rsw大得多，從而降低了開關損耗的影響。同時，通過PA吸收的電流越小，VDAC損耗越低。但是，V 的值DD低于3.6V會導致功率控制特性趨于平緩。（參見圖4，其中電源為2.7V，VDAC輸出低于2.6V。一般來說，作為VDD以300mV步長從3.6V降至2.1V，每一步從控制范圍損失一個額外的PA代碼，盡管其余特性（從平坦區域向下）仍然保持令人印象深刻的線性。

數據手冊中的典型工作特性顯示控制范圍為 VDD限制為3.6V和2.1V，在MAX7060由標稱3V紐扣電池供電的實際應用中（例如CR2032型號），電池壽命的大部分時間電池電壓約為2.7V。為了在這種條件下實現目標操作，必須犧牲控制范圍的上限代碼，以實現發射器的高效運行，從而延長電池壽命。

注意頻率相關效應

由于MAX7060非常適合需要在兩個或多個頻率之間跳變的應用，因此必須牢記一些頻率敏感因素。首先，由于匹配/濾波器網絡的阻抗/導納值與頻率有關，因此相同的無源元件組合總是會導致在較高頻率下向PA呈現更大的Ropt。當頻率更靠近時（例如，315MHz和345MHz），Ropt的偏移量很小，但是當頻率之間的間隔較大（例如，315MHz和433.92MHz）時，對于替代匹配/濾波器方法#1，Ropt的偏移量為23%，對于替代匹配/濾波器方法#2，Ropt的偏移量為49%。因此，在433.92MHz時可達到的輸出電平始終小于315MHz時的輸出電平，盡管兩個備選匹配使它們比原始評估板匹配更接近。

在實踐中，功率水平的差異最終可能會被以下事實所抵消：ISM-RF應用中典型的小型天線在低頻時往往是效率較低的輻射器，而在高頻下則更好。（更多信息參見應用筆記3401：“Maxim的300MHz至450MHz發送器與小環形天線的匹配”和4302“300MHz至450MHz發送器的小型天線”。然而，隨著輸出的降低，由于PLL電流在較高頻率下增加，因此對整體效率產生了次要影響。同樣，雖然備用匹配在 433.92MHz 時的性能有所提高，但性能始終略低于 315MHz 時的性能。

注意 PCB 和組件的依賴關系

大多數情況下，MAX7060數據資料的典型工作特性數據以及此處提供的替代匹配數據均使用MAX7060評估板文檔中所示的PCB。在將MAX7060設計到新的應用中時，應按照教程4636“避免ISM-RF產品中的PC布局'陷阱'”中所述的指南，謹慎開發和布局PC。由于應用PCB的寄生電感和電容值不太可能與評估板上的寄生電感和電容值相同，因此需要對匹配和濾波元件進行一些試錯以獲得優化。

建議使用高質量的無源元件，以實現MAX7060的最大性能。最好為所有器件選擇特定的制造商，特別是片式電感器，因為即使選擇相同的標稱值，供應商之間在容差、Q和寄生參數方面的差異也可能導致結果不盡如人意。

在測量技術中使用小心

使用數字萬用表代替R3A測量PA電流時，請務必仔細選擇量程設置。某些儀表上的mA刻度串聯高達15Ω，在高功率配置（如交替匹配/濾波器方法#2）中，可用PA電壓下降200mV以上。使用安培刻度可以呈現小得多的串聯電阻。（用戶應查看其各自數字萬用表的手冊。

當使用PCB必須與臺式電源保持一定距離的測試布置時，請使用足夠規格的饋電電纜，以確保壓降很小。或者，使用具有遠程檢測功能的臺式電源，允許將顯示的電壓保持在PCB上的負載點。

對于發射功率測量，在同軸連接中放置一個10dB、50Ω衰減器可以穩定線路的阻抗，并最大限度地減少反射能量，這可能會扭曲測量結果。（請記住表征電纜+衰減器損耗，以便在數據中對其進行校準。

審核編輯：郭婷