今天回歸5G標準的學習：Transmit signal quality（傳輸信號質量）具體是指什么呢？在38.521-1的6.4章節中，實際上包含了以下幾個測試項：

Carrier Frequency error：頻率誤差
EVM (Error Vector Magnitude)：矢量誤差幅度
Carrier leakage：載波泄漏
Unwanted emissions, falling into non allocated resource blocks：帶內無用發射
EVM equalizer spectrum flatness：EVM均衡器頻譜平坦度

01

Transmit signal quality測量的基本原則和測量點

上面提到的所有測試條目，都跟調制和解調有關。他們都可以使用一個共同的算法來返回結果。那么他們是如何被測量和計算的呢？

測量過程是基于被測TX的實際輸出信號與參考信號的比較，前者由理想的接收機接收，后者由測量設備產生，代表一個理想的無誤差的接收信號。所以就像我們之前在802.11標準的學習中也曾提到過的，測量的結果也好，誤差也好，都測量設備的屬性。

我們來看一下下面這張圖，左邊虛線框里面是DUT的發射機處理過程，中間是無線信道，右邊虛線框里面是測試儀表（作為接收機）的處理過程。可以了解到不同的測量項，是分別在哪個信號處理的節點上（measurement points）進行采樣和測量計算的：

1. 落入非分配的RB（s）的無用發射（in-band unwanted emission）：可能有人誤把它認為是雜散測量項的一種，實則不然。它也是對帶內調制解調性能的考量，是在接收機進行完FFT之后進行計算和得出測量結果。

2.對于EVM而言，分兩種情況：

1）DFT-s-OFDM調制：是在IDFT之后； 2）CP-OFDM調制：是在Tx-Rx鏈均衡器之后進行計算。 這里順便說一下這兩種調制方式，顯然從上面這張圖也可以看出，DFT-s-OFDM調制是帶有DFT預變換的調制，而CP-OFDM則不需要。那么DFT-s-OFDM調制通常用于5G NR的上行鏈路，就類似LTE，主要目的是為了降低信號的峰均比，增加終端的待機時長。而CP-OFDM既可用于上行也可用于下行，它可以提供較高的吞吐量，可以應用在密集城區場景，最大限度地利用網絡容量。

3. EVM均衡器頻譜平坦度：也是用TX-RX鏈均衡器之后的樣本來計算。

4. 載波頻率誤差和載波泄漏：是在 "RF correction "模塊中計算的，在FFT之前。

02

采樣和信號處理過程

上述傳輸信號質量的每一個測試項都有它特定的測試要求和一套測試流程。只是相關的測試參數有可能不同。后面有需要的話，我們還會進一步的學習。下面將簡要介紹一個通用的處理過程。

假設被測TX的輸出信號就用z(ν)來表示，由測量設備采集并儲存起來，以便做進一步處理。采樣率=122.88Mbps。在時域上，至少應包括10個上行子幀。把正確的單個上行鏈路slot串連起來，直到達到正確的測量周期。對于TDD而言，由于上行鏈路子幀不連續，應從1個以上的連續幀中提取n個時隙，其中：

n=10， for 15 kHz SCS；
n=20， for 30 kHz SCS；
n=40， for 60 kHz SCS；

假設參考信號由i(ν)來表示。參考信號又分為兩種，i1(ν)用于EVMPUCCH的理想參考，i2(ν)用于估計FFT窗口時間。注意在PUSCH測試時間內，PUCCH是關閉的；在PUCCH測量期間PUSCH是關閉的。

兩種參考信號的構建參數不完全相同，在時域中均以122.88Msps的采樣率表示為一個采樣序列。

參考信號i1(ν)使用以下參數：解調的數據內容、標稱載波頻率、每個子載波的標稱振幅和相位、標稱時間、無載波泄漏。

參考信號i2(ν)使用以下參數：限定的數據內容：標稱參考symbol，（用戶數據symbol的所有調制symbol被設置為0V），標稱載波頻率，每個適用子載波的標稱振幅和相位，標稱時間，無載波泄漏。

接下來信號處理的過程是這樣的：

第一步：

z(ν)和i(ν)被分成n塊，每塊包括一個slot，n的定義同上。每個slot都單獨處理。采樣時間、載波頻率和z(ν)中的載波泄漏聯動變化，以使z(ν)和i(ν)之間的差異最小。當z(ν)和i(ν)之間的RMS差值為絕對最小時，就達到了最佳擬合（最小差異）。載波頻率的變化和IQ變化就分別是載波頻率誤差和載波泄漏的測量結果。

從獲得的樣本中，通過對15、30和60kHz SCS的每1、2或4個slot的頻率誤差進行平均，可以得出10個載波頻率。從獲得的樣品中可以得出n個載波頻率和n個載波泄漏。

第二步：

經過上面采樣后的z(ν)稱為 z0(ν)，但是真正去做FFT運算的，又不需要那么多的samples，所以用于FFT的實際樣本數將被縮減，縮減后的樣本子集被稱為z'(ν)。既然需要縮減，就涉及到數據取窗的問題，對于EVM計算和非EVM計算，以及不同的CP長度，取窗的位置和樣本數是有所不同的。

對z'(ν)進行14次FFT，一個slot中的每個OFDM symbol進行一次，包括解調參考符號DMRS。結果構成為一個樣本陣列，在時間軸t上有14個點，在頻率軸f上有4096個點。樣本代表了在分配RB內的11個數據符號（在每個slot的第0、1、3、4、5、6、8、9、10、12、13個OFDM symbol）和3個解調參考符號（每個slot的第2、7、11個OFDM symbol），以及in-band的非分配RB中的emission。

第三步：

但只有在分配內的RB才會被用于均衡處理，標稱解調參考符號和標稱數據符號被用來均衡測量的數據符號。位置見圖。

對DFT-s-OFDM調制建議采用如下解調過程：MS(f,t)和NS(f,t)分別是測量的（Measured data-Symbols and reference-Symbols）和標稱的（Nominal data-Symbols and reference Symbols）符號陣列，用最小平方(LS：least square)估計器處理，以得出每個時隙和每個分配的子載波的一個均衡器系數EC(f)，EC(f)被定義為：

*表示復數共軛。EC(f)被用來均衡DFT編碼的數據符號。測量的DFT編碼數據和參考符號通過以下方式進行均衡：Z'(f,t) = MS(f,t).EC(f)。

Z'(f,t)，僅限于數據符號（不包括解調參考的三個t=2,7,11），用于計算EVM。EC(f)用于計算EVM均衡器的頻譜平坦度。

Y(f,t)是在FFT之后，in-band的非分配RB的樣本（f為傳輸帶寬內的非分配的子載波，t為1個時隙內的OFDM symbol）用于計算in-band emission。

審核編輯：劉清