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LNA用于接收機前端電路，主要用來放大從天線接收到的微弱信號，降低噪聲干擾，其噪聲指標直接影響接收機的靈敏度，而靈敏度是通信接收機的關鍵指標之一，所以LNA電路設計的優略對于接收機性能至關重要，且在商業應用中，數字通信技術的發展對無線基站用LNA電路提出了更為苛刻的要求。

1 LNA電路的基本理論

LNA電路的主要技術指標有噪聲系數（FN）、增益、工作頻帶、輸入／輸出駐波比和增益平坦度等，其中FN和增益對接收機性能的影響較大。

設計LNA電路時，在保證電路絕對穩定，避免產生自激振蕩的情況下，盡量降低放大器的FN。對于絕對穩定的晶體管，可以按照最佳噪聲匹配得到最低的FN；對于條件穩定的晶體管，要優先考慮穩定性因素。完成匹配后的放大器，要對穩定因子進行測試，在全頻段內，要求穩定性因子μ＞1。

為保證低噪聲性能，通過電抗濾波器提供偏置電壓或電流，而不用電阻偏置電路，以避免將電源噪聲和偏置電阻的熱噪聲引入到射頻通道。

另外，良好的阻抗匹配設計能夠提高電路傳輸能量，提高系統增益，改善駐波特性，增強系統穩定性，降低噪聲等，在設計LNA電路時，應根據不同的性能需求選擇不同的匹配方式。

2 LNA電路的設計

2．1 器件的選擇和級數的確定

設計LNA電路，首先要選擇FN小的放大管。從目前的種類和應用來看，Si和SiGe類低噪聲晶體管的FN要高一些，好的可做到0．7 dB左右，FN稍高的為砷化鎵材料器件，FN最低的為增強型PHEMT（E-PHEMT）器件。本設計選用Agilent的ATF-54143，該放大管為E-PHEMT器件，此類器件具有較優的射頻特性。

本文的LNA電路要求實現增益（30±1）dB，FN＜1 dB，輸入／輸出的駐波小于1．5，OIP3＞30 dBm，采用兩級LNA電路級聯構成。為了保證LNA電路端口駐波、放大器的穩定性和足夠大的增益，前級電路采用平衡式結構，后級電路主要考慮端口駐波、線性和穩定性。LNA電路結構框圖如圖1所示，射頻信號從耦合器1腳輸入，功率平均分配到2腳和3腳，但是3腳的射頻信號相位比2腳相位滯后90 °。如果上下兩路LNA性能以及單板布局完全相同，那么兩路LNA的反射系數也完全相同，且下支路的輸入反射波相位仍然比上支路的輸入反射波相位滯后 90°，即假設上支路的反射波相位為0°，則下支路反射波的相位為-90°。兩路反射波經過3 dB耦合器到達1腳，上支路的反射波相位為θ°（假設1腳輸入口和2腳耦合口之間的相移為θ°），下支路的反射波到達1腳后，相位變成θ-90°-90° =θ-180°，因此兩路反射波在1腳完全抵消，從而保證Input輸入駐波非常小。

同理可以分析輸出端耦合器1腳輸出駐波性能非常好，且輸入／輸出的反射波都消耗在兩個50 Ω電阻上。采用平衡式LNA的最大好處是可以保證LNA單管在最佳噪聲匹配的前提下獲得非常優良的駐波性能。

2．2 器件的穩定性

S參數仿真表明，ATF-54143在低頻和高頻下都容易自激，本設計采用在輸入口和輸出口分別加電容（或電感）和電阻串聯到地的方式，形成低頻端吸收式負載和高頻端吸收式負載。穩定性改善后的μ穩定性因子如圖2所示。

2．3 直流偏置電路的設計

直流偏置電路由SIEMENS的BCR400W及外圍器件組成，提供放大管恒定的工作電流，以穩定其DC工作點。現以電流增加時的閉環控制過程為例，給出恒流控制電路原理圖如圖3所示。

場效應管的漏極電流上升→BCR400W的4腳電位下降→BCR400W內部控制三極管Q的截止程度加深→BCR400W的2腳電位偏負→場效應管的柵極電位偏負→場效應管的漏極電流下降。

通過對ATF-54143的I—V特性和直流仿真，選擇其典型的靜態工作點Vds=4 V，Ids=60 mA。

2．4 輸入／輸出匹配網絡的設計

首先，通過器件模型得到圖4所示的放大器單管在上述偏置條件下輸入／輸出的阻抗特性和最佳噪聲反射系數TOPT；然后，通過Smith圓圖輔以源、負載穩定判別圓、等增益圓和凡圓等使用集總參數元件粗略確定匹配網絡如圖5所示。再用ADS進行仿真優化，結合微帶單枝節等分布參數元件得到較為精確的網絡參數，滿足LNA的性能指標，最后確定最終微帶尺寸及選用特定模型的電感電容代替優化后的電感電容，前后級根據設計目標分別匹配。