通信和雷達接收器可以采用動態范圍和靈敏度增強技術，而電子戰(EW)接收器必須在沒有這些技術可利用的情況下，在多個干擾信號擁塞的寬帶頻譜中攔截并識別未知的敵方信號。通信接收器中采用的入射射頻限帶技術對于電子戰接收器而言是得不償失，因為后者希望在更短的時間內處理越來越寬的瞬時帶寬。在雷達領域，匹配濾波對接收器動態范圍有利，接收到的雷達回波因此與發射信號的副本相關。遺憾的是，電子戰接收器事先不知道要攔截什么信號，因此沒有東西可以關聯！這就像在人群中尋找一個您從未謀面的陌生人一樣……更糟糕的是，他還躲著，甚至可能根本不在那里！

不過有一些好消息：未來幾年內，高采樣速率模數轉換器(ADC)和數模轉換器(DAC)技術將引領寬帶數字接收器架構的發展。最重要的是，ADI公司的轉換器將保持傳統低速率數字轉換器的出色線性度、噪聲性能和動態范圍。作為主力的超外差式調頻器將讓位于直接采樣和直接變頻架構1。自適應頻譜調諧將繼續從射頻轉向數字信號處理領域。

寬帶射頻檢測的這種巨大轉變將帶來尺寸、重量、功耗與成本(SWaP-C)優勢：以較低的每通道成本提供更高的接收和發射通道數，外形尺寸則與當今相同或更小。

展望即將到來的具有多倍頻程帶寬的數字電子戰接收器時代，本文討論設計出色動態范圍時面臨的新挑戰和考慮因素。在本文中，動態范圍指瞬時無雜散動態范圍，這是負責在擁擠的較大阻塞頻譜中檢測小信號的接收器的關鍵品質因數。

新一代ADC性能

受老一代數據轉換器的限制，當今許多電子戰接收器的瞬時帶寬(IBW)在倍頻程以下。未來，這些接收器將被IBW有幾GHz的多倍頻程寬帶數字接收器所取代。例如，在未來幾年，越來越多的檢測平臺將采用具有ADC和DAC的ADI轉換器芯片，這些芯片能夠處理大于4 GHz的IBW，同時保持70 dB以上的SFDR2,3,4

一種受歡迎的低SWaP寬帶數字接收器ADC使用案例可能是：

● ADC采樣速率約為15 GSPS

● 對第一奈奎斯特區（即DC到6 GHz）直接采樣

● 對第二奈奎斯特區（即8 GHz到14 GHz）直接采樣

● 射頻模塊轉換中頻段（6 GHz至8 GHz）和更高頻率(>14 GHz)

電子戰接收器需要覆蓋越來越高的頻譜，從18 GHz到50 GHz甚至更高范圍。ADC較高的第二奈奎斯特區可簡化頻率規劃，從而允許使用簡單的射頻前端模塊轉換器和要求放寬且SWaP更小的射頻濾波器。以下討論考慮射頻前端與高采樣速率的ADC級聯，這與前面的例子相似。

寬帶數字接收器的動態范圍

優化動態范圍的接收器設計人員必須在靈敏度(NF)與線性度（IP2、IP3）之間取得平衡，因為這些射頻器件特性通常相互制約。在較低射頻級別時，動態范圍受靈敏度限制；在較高射頻級別時，動態范圍受線性度限制。根據經驗，允許的接收器最大工作電平應如此設置，即其應使得多信號交調失真(IMD)雜散水平等于噪聲功率，如圖1所示。現代系統使用自適應瞬時帶寬通道化和處理帶寬(Bv)，本底噪聲因此上下移動10Log(Bv)。處理帶寬的細微差別至關重要，值得在后面單獨討論。

圖1.SFDR與ADC工作范圍、噪聲、IMD雜散和檢測閾值有關

寬帶數字接收器的多倍頻程IMD2挑戰

寬帶數字接收器的發展帶來了新的射頻挑戰。在多倍頻程寬帶數字接收器中，多信號二階交調失真(IMD2)雜散是一個問題，會損害動態范圍。雖然IIP3在射頻器件數據手冊中一直是一個關鍵品質因數(FOM)，但IIP2更難追蹤，對電子戰設計人員而言可能更棘手。IMD2雜散的問題在于，入射雙音信號功率每降低1 dB，IMD2雜散只會降低1 dBc，而三階交調失真(IMD3)雜散則降低2 dBc。

當然，多倍頻程直接射頻采樣在ADC第一奈奎斯特區的較低部分進行并不是什么新鮮事。例如，一個較舊的系統可能以500 MSPS采樣，并觀測第一奈奎斯特區中的DC至200 MHz范圍，不會有IMD2問題。這是因為在這些較低頻率（即不到幾百MSPS），ADC特性是高度線性的，ADC的有效IIP2和IIP3非常高，導致良性IMD2產物消失在本底噪聲以下。就像寬帶射頻器件一樣，多GHz、多倍頻程ADC的線性度會隨著頻率的提高而降低，而在較高工作頻率時，IMD2產物常常位于本底噪聲之上。展望未來，我們需要處理IMD2。

拓寬寬帶數字接收器的SFDR定義

不請自來的IMD2要求重新定義流行的接收器FOM瞬時無雜散動態范圍(SFDR)。SFDR指當有多個較大信號產生IMD雜散時，接收器可以檢測到多小的信號。相對于大信號，SFDR以dB為單位指定。

傳統上，SFDR是根據IMD3產物、NF和處理帶寬來定義的。許多文章中對基于IMD3的SFDR進行了推導，其有時也被稱為瞬時SFDR，這也是本文中的意思5,6。我們將其稱為SFDR3：

如今，基于IMD2的SFDR較少受到關注，但它作為一個重大威脅已經迫在眉睫，需要予以解決。它可以采用與SFDR3相同的方式推導出來，這里將其稱為SFDR2：

圖2顯示了一種射頻前端頻譜情況，三個同步信號（F1、F2和F3）造成交調產物，動態范圍的下限由此決定。低于此水平時，寬帶數字接收器便無法輕易分辨出目標是真實的還是虛假的IMD雜散。

圖2.多信號F1、F2和F3（每個均為60 MHz）引起二次諧波、IMD2（紅色）、IMD3（綠色）和IMD2/3組合（灰色）雜散的示例。本底噪聲（棕色）標記為PN。

當今的倍頻程以下IBW接收器（如圖2虛線框所示）僅擔心IMD3，因為其位于帶內，無法濾除。它不用擔心IP2，因為IMD2及其引起的信號處于很容易濾除的位置。使用輸入射頻濾波可以輕松將F3斬波，從而使F3–F1和F3–F2降至本底噪聲以下。與F1和F2的二次諧波非常相似，F1+F2 IMD2可以通過輸出濾波輕松衰減。當然，必須考慮ADC相對于奈奎斯特折疊雜散的二階性能，但前端IMD2性能很容易處理。

進入多倍頻程IBW接收器（如圖2實線框所示）后，情況開始改變。與IMD3相比，IMD2是更大的問題。IMD2雜散及其引起的干擾現已在帶內。帶通濾波會破壞多倍頻程IBW的作用。這就是為什么可調陷波濾波盡管有其局限性，但作為前端干擾緩解措施卻越來越受到關注。它不會讓多倍頻程頻譜損失太多。

圖3顯示了一個示例多倍頻程寬帶數字接收器的基波多音大信號、IMD2和IMD3水平、本底噪聲以及相應的SFDR之間的關系。該例使用ADC的實際噪聲和線性度特性，該ADC對第一奈奎斯特區進行采樣，IBW為4 GHz（從2 GHz到6 GHz）。假定處理帶寬為469 kHz。

圖3.SFDR2和SFDR3反映在最大信號（基波）以下多遠，您可以輕松檢測到較小信號。由于變化很大，此處的檢測閾值為零。實踐中，應從SFDR中減去檢測閾值。

最佳SFDR2和SFDR3出現在不同的Pin工作點，在這些工作點，相應的IMD水平與噪聲功率相交。如果假裝這是一個采用前端射頻限帶技術的倍頻程以下接收器，則SFDR3決定總體SFDR，我們可以預期最佳情況SFDR為79 dB，這非常不錯。但是，由于電子戰接收器需要多倍頻程IBW，因此SFDR2決定總體SFDR。在最佳SFDR3輸入水平(Pin = –20 dBm)時，IMD2雜散使SFDR降低24 dB，導致SFDR為55 dB。結果很公平，但令人失望。

一個有用的經驗法則是，對于特定射頻輸出水平 = PRF,O，要獲得同等的IMD2和IMD3水平，必須滿足以下條件：

換句話說，此條件將使SFDR2和SFDR3線在同一點與本底噪聲相交，因此SFDR2不會限制性能。

對于之前的SFDR示例情況，射頻前端向ADC饋送–20 dBm，OIP3為20 dBm。要獲得相同水平的IMD2和IMD3雜散（從而不限制性能），所需的OIP2為：

考慮到與其他特性（如頻率、帶寬、噪聲和直流功率）的平衡，目前無法獲得這樣的器件原始OIP2性能。因此，業界對新一代自適應前端干擾緩解技術的興趣日益濃厚。

為了減小IMD2，接收器必須將最大輸入工作電平從–20 dBm降至–32 dBm，然后才能將SFDR2改進到66 dB的最佳情況。在圖3中，此最佳SFDR2是IMD2跡線與本底噪聲相交的位置。遺憾的是，在Pin = –32 dBm時的最佳情況SFDR2仍比在–20 dBm時的最佳情況SFDR3差13 dB。現在我們已經降低了最大工作電平，因此問題的焦點轉移到噪聲功率（靈敏度）限制上，這將在以下部分進行討論。

是什么決定了寬帶數字接收器的處理帶寬？

當處理帶寬變窄時，電子戰接收器的靈敏度或噪聲功率會變得更好。但是，通常情況下需要權衡取舍：不能只將帶寬降低到任意小的值就認為天下大吉。有哪些競爭因素需要考慮？要回答這個問題，我們需要討論抽取、快速傅立葉變換(FFT)及其關系。首先定義幾個變量：

ADI公司的高采樣速率ADC采用片內數字信號處理器(DSP)模塊，可對原始數據流進行可配置的濾波和抽取，以將最小有效載荷發送至下游FPGA。ADI公司的相關文獻對此過程進行了詳細討論3。抽取的明顯好處是減少了必須通過JESD204B/JESD204C傳遞給FPGA的數字有效載荷。另一個好處是，與在FPGA架構中實現相同操作相比，使用本地片內抽取專用電路（即ASIC）可以節省功耗。但是，本地片內抽取不僅僅有益于簡化數據流和節省功耗。我們會在后面談到這個問題。

圖4顯示了現代寬帶數字轉換中使用的模塊（與本討論相關）。該流程包括對數據流進行采樣、數字下變頻、數字濾波、抽取和快速傅立葉變換。

圖4.ADC數據抽取和FFT的簡單框圖

首先，使用微調NCO將在fS處采樣的數據數字下變頻到基帶（復數I/Q）。然后，使用可編程低通數字濾波器對數據流進行濾波。此預抽取數字濾波設置中頻帶寬，并且是設置接收器本底噪聲PN的兩個不同操作中的第一個。隨著中頻帶寬變小，并且濾波使寬帶噪聲衰減，帶內積分噪聲功率會降低。

接下來，以M進行抽取會將有效采樣速率降至fS/M，保留第M 個樣本，并將其間的樣本丟棄。

因此，下游FFT處理獲得速率為fS/M且帶寬為fS/2M的數據流。最后，FFT長度N設置窗口寬度和捕獲時間，這是設置本底噪聲的第二步。

抽取和FFT對寬帶數字接收器本底噪聲的影響

圖5將寬帶數字接收器的處理本底噪聲(K)與ADC的噪聲譜密度(L)關聯起來，后者是ADC加性噪聲的FOM，可在數據手冊上輕松獲得。現有ADI文獻很好地解釋了處理增益、NSD、SNR和量化噪聲7。

圖5中最有用的關系是：

處理本底噪聲（圖5中的K）與PN相同，可以放入式1和式2中。注意，設計人員基于下一部分中討論的設計權衡和約束條件仔細選擇M和N。

圖5.抽取和FFT增益運算與通常參考的噪聲水平的關系

盡管提高抽取系數M與減小FFT長度N（圖5中的E）對降低本底噪聲（圖5中的C）具有相同的比例效應，但必須注意二者的機制完全不同。抽取步驟涉及使用數字濾波對通道進行限帶。由此設定的有效噪聲帶寬決定了通道中的總積分噪聲（圖5中的D）。它還設置了可檢測信號的最大瞬時頻譜帶寬。與之相比，FFT步驟本身并不進行濾波，而是將通道中的整個積分噪聲擴展到N/2個窗口中，并且決定了頻譜線分辨率。N越高，則窗口越多，每個窗口的噪聲含量就越低8。抽取增益M和FFT增益N共同定義了FFT窗口的寬度，在討論處理帶寬時常常將它們合并在一起（圖5中的F），但其值必須根據各自對信號帶寬、頻譜分辨率、靈敏度、延遲要求的微妙影響來平衡，詳見下一部分的討論。

處理帶寬和系統性能的權衡

反過來將抽取M和FFT N與高優先級性能關聯起來：

延遲是檢測和處理連續頻譜捕獲的時間，必須盡可能短。許多系統需要近乎實時的操作，這就要求M×N盡可能小。隨著FFT大小的增加，頻譜分辨率會提高，而本底噪聲會降低，因為積分噪聲會分布在更多窗口上。需要權衡的是采集時間，后者很重要，計算公式如下：

當較短時間脈沖的頻譜內容擴展到相對較寬的頻帶時，最小可檢測脈沖寬度(PW)設置最小容許中頻通道帶寬。如果中頻通道帶寬太窄，則信號頻譜內容將被截斷，較短時間脈沖將得不到正確檢測。設置最大容許M的最小中頻帶寬必須滿足以下條件：

頻譜分辨率和靈敏度隨著FFT窗口變窄（需要增加N）而提高。更長的脈沖寬度和PRI需要更高的分辨率才能分辨出更近的頻譜線，這意味著需要更大的N才能正確檢測。N的增加會改善頻譜線分辨率，但只能在M所定義的中頻帶寬內。如果使用過高的抽取，N的增加會改善M所設置的中頻帶寬內的頻譜分辨率，但無法恢復丟失的信號帶寬。例如，脈沖寬度低于接收器最小脈沖寬度的脈沖序列將有一個頻域sinc函數，其主瓣超過抽取帶寬。增加N將有助于解析序列的PRF，但無助于解析脈沖寬度，該信息會丟失。唯一的解決辦法是減小抽取M，增加中頻帶寬。

抽取、FFT和脈沖序列檢測

電子戰寬帶數字接收器的大部分工作是解交織、識別、跟蹤同時入射的雷達脈沖序列。載波頻率、脈沖寬度和脈沖重復間隔(PRI)是雷達的標簽，對于確定誰是誰至關重要。檢測方案中同時使用時域和頻域9。總體目標是在盡可能短的持續時間內檢測、處理和響應脈沖序列。動態范圍至關重要，因為電子戰接收器需要同時跟蹤多個遠距離目標，并且同時受到高能干擾脈沖的轟炸。

脈沖序列FFT示例

這里給出了兩個脈沖序列示例。第一個代表脈沖多普勒雷達，其在10％的占空比時顯示出非常短的PW (100 ns)，導致PRF非常高。第二個模擬脈沖雷達，其PW和PRI相對較長（占空比較低，PRF較低）。下面的圖像和表格說明了抽取M和FFT長度N對時間、靈敏度（本底噪聲）和頻譜分辨率的影響。表1匯總了這些參數以便于比較。虛構的值并不代表具體的雷達，但仍有實際意義10。

表1.示例脈沖多普勒雷達和脈沖雷達特性的比較

要點是，M和N并沒有一個適合一切情況的值，任何具體電子戰接收器中的復雜檢測算法和并行通道化方案都可能采用廣泛的值。電子戰接收器必須能夠檢測兩個信號，可能是同時進行（此處未顯示），這就是為什么快速、適應性配置能力很重要的原因。動態范圍和靈敏度直接取決于必須檢測的脈沖特性。

示例：寬帶數字接收器檢測脈沖多普勒雷達

以下兩個FFT捕獲脈沖多普勒情形。

圖6所示的第一個FFT僅需要2個以上的脈沖周期，便能從FFT主瓣的寬度確定信號的脈沖寬度。抽取值M的設置使得中頻帶寬足夠寬，能夠捕獲主瓣及一些旁瓣。響應時間非常快。快速響應時間的不利一面是導致本底噪聲和頻譜分辨率較差。注意，由于缺乏頻譜分辨率，FFT中沒有可用的PRI信息。

圖6.快速捕獲脈沖多普勒雷達的典型窄脈沖寬度、高PRF脈沖序列

圖7中的第二個FFT顯示，因為采樣長度N（和時間）增加，本底噪聲和頻譜分辨率得到了改善。M保持不變。經過大約九個脈沖周期，頻譜分辨率提高到足以從FFT確定PRI (1/PRF)的程度。旁瓣之間可以看到本底噪聲。

圖7.脈沖多普勒示例使用較長FFT解析譜線

示例：寬帶數字接收器檢測脈沖雷達

以下兩個FFT捕獲更寬的脈沖情形。

在圖8的脈沖雷達示例中，寬得多的PRI或更低的脈沖密度需要高得多的N。調整M完全取決于系統。如果必須在同一中頻通道中同時檢測到短脈沖和長脈沖，則M的設置必須適應短脈沖頻譜帶寬，并且不能增加。單獨考慮時，長脈沖需要較低的中頻帶寬，因此可以將M設置得較高以改善通道噪聲和靈敏度。但是，所需的捕獲時間或FFT長度N要長得多。因此，當系統獲得足夠高的N來解析長脈沖時，檢測算法可能會想對短脈沖情況做出中間決策。

圖8.快速捕獲脈沖雷達的典型較長脈沖、較低PRF脈沖序列

圖9中的第二個長脈沖FFT示例說明了長PRI（低PRF）如何產生非常接近的頻譜線，這需要非常低的FFT窗口大小或分辨率帶寬。缺點是需要更多時間(FFT N)。好處是靈敏度更高。

圖9.脈沖示例使用較長FFT解析譜線

使用級聯ADC的寬帶數字接收器射頻前端設計

確立了動態范圍和靈敏度目標之后，射頻前端與數字數據轉換器必須匹配。最佳射頻前端設置接收器靈敏度(NF)，并以足夠好的線性裕量執行所需的頻譜信號調理，使得ADC性能可以設置接收器IP3和IP2。通常將前端射頻增益設置為足以建立所需級聯NF的水平，因為超出該增益一般會損害動態范圍，應避免這種情況。如果前端成為動態范圍的瓶頸，ADC的能力將被浪費，這會非常可惜！

一個有用的技巧是將ADC的品質因數轉換為等效的射頻級聯參數，并將ADC視為射頻黑匣子。一些經驗法則：

其中PRF (dBm)是測量IMD3和IMD2水平的ADC輸入射頻水平。

注意，在針對處理增益進行調整之前，組合前端和ADC的級聯系統NF是寬帶噪聲。

前端與ADC級聯的設計示例

下面是使用圖10所示前端進行級聯分析的例子。此鏈受益于ADI最新發布的射頻目錄產品，包括：

● ADMV8818 寬帶可編程高通/低通可調諧濾波器。

● ADRF5730 寬帶射頻SOI數字衰減器。

● ADRF5020 寬帶射頻SOI SPDT。

● ADL8104 超高IP2寬帶射頻放大器。

● AD9082 MxFE 4× DAC (12 GSPS) + 2× ADC (6 GSPS)

此外，該鏈具有ADI開發的寬帶200 W射頻限幅器和小尺寸高Q的固定濾波器。

圖10.切換高靈敏度模式和旁路模式的射頻前端示例

保護動態范圍的一種古老技術是在針對較低輸入信號的高檢測模式與針對較高輸入信號的旁路模式之間進行切換。如表2所示，高檢測路徑有利于NF性能，而旁路路徑則犧牲較高NF以有利于提高線性度（IP2和IP3）。性能表說明了這種好處。

表2.兩種模式的射頻前端黑匣子參數示例

表3比較了前端和ADC黑盒參數以及所得到的整體級聯性能。

在高檢測模式下，動態范圍的限制因素是本底噪聲，因此優先考慮級聯NF。前端噪聲系數主要取決于減輕干擾所需的前端濾波的插入損耗（本示例預算為6 dB損耗）。這種預選濾波必須放在放大器之前才能有效，因為放大器會產生多信號IMD產物。

在旁路模式下，SOI技術的極高線性度非常有利。這里沒有什么技巧，因為放大器有限的線性度換得了較高的線性度、較低的增益和較高的NF。

表3.高檢測（頂部）和旁路（底部）級聯性能示例；"總體"列是級聯射頻前端加上ADC的全部性能

寬帶數字接收器設計結果和優化

以下性能熱度圖是靈敏度分析，顯示了改變以下條件時獲得的瞬時無雜散動態范圍（DR，dB）：

● 處理帶寬和射頻輸入水平

● 射頻前端IIP2和射頻輸入水平

● 射頻前端NF和射頻輸入水平

每種情況均針對高靈敏度和旁路路徑運行。方框標出了有利的工作區域。表格列出了給定最大輸入信號水平Pin下的動態范圍(SFDR)，即到本底噪聲或最高IMD雜散的距離。對于任何給定表格，靜態變量都是根據前面的鏈參數設置的。

如之前所討論的，圖11中選擇的Bv取決于波形檢測目標。較低的Bv會降低本底噪聲，改善較低Pin下的動態范圍，但FFT時間會變慢。相反，較高的Bv值會增加本底噪聲，而較差的靈敏度會限制動態范圍。可能的工作區域位于二者的平衡點。

圖11.瞬時無雜散動態范圍(DR)與射頻輸入水平(Pin)和處理帶寬(Bv)的關系；高靈敏度模式（頂部）和旁路模式（底部）。

圖12說明，在低Pin水平下，由于靈敏度設置動態范圍，因此IIP2不相關。中等性能對IIP2最敏感。中等輸入功率水平可能包含大多數使用場景，隨著Pin的增加，高檢測模式趨于向旁路模式切換，放大器的線性度（尤其是IP2）至關重要。ADL8104的出色IP2在這一重要的中端輸入范圍的應用中中脫穎而出，保持了高動態范圍性能。

旁路模式下較高的IIP2允許工作區域框向下移動以獲得最佳動態范圍。

圖12.瞬時無雜散動態范圍(DR)與射頻輸入水平(Pin)和射頻前端IP2（折合到輸入端）的關系；高靈敏度模式（頂部）和旁路模式（底部）。

圖13顯示，若大幅改進NF（對于SWaP-C和線性度非常不利），使用中等Bv的動態范圍所獲得的好處會遞減。為了降低NF，Bv需要隨之降低，并且必須接受相關的損失。高檢測模式適用于10 dB至15 dB的NF。對于旁路模式，考慮到線性度的優勢，高NF被證明是一個很好的折衷。理想情況下，對于旁路模式，NF可以保持在20 dB至25 dB的范圍內。由于受到IMD的限制，旁路模式下更好的NF對動態范圍沒有幫助。

圖13.瞬時無雜散動態范圍(DR)與射頻輸入水平(Pin)和射頻前端噪聲系數(NF)的關系；高靈敏度模式（頂部）和旁路模式（右側）。

總結

電子戰即將向多倍頻程、多GHz瞬時帶寬射頻調諧器和寬帶數字接收器發展，這使得IMD2效應成為挑戰動態范圍的因素。當今基于IMD3的SFDR考量將擴大到包括IMD2，設計人員將同時使用SFDR2和SFDR3公式。系統本底噪聲是動態的，因為處理帶寬會根據波形檢測和時間要求而隨時變化。在設計最佳本底噪聲時，抽取M和FFT深度N共同定義了FFT窗口寬度，但它們各自都有重要影響需要考慮。本文提供了不同M和N的脈沖序列FFT示例。隨著ADC性能的提高，前端將繼續依賴具有可調諧特性和頻率選擇性的高線性度寬帶射頻器件。前端應與ADC的射頻屬性進行級聯設計。

參考電路

1Peter Delos。"寬帶射頻接收器架構選項綜述。" ADI公司，2017年2月。

2Ahmed Ali, Huseyin Dinc, Paritosh Bhoraskar, Scott Bardsley, Chris Dillon, Mohit Kumar, Matthew McShea, Ryan Bunch, Joel Prabhakar, and Scott Puckett。 "集成寬帶采樣保持放大器和背景校準功能的12位18GS/s射頻采樣ADC。" 2020年IEEE國際固態電路會議，2020年2月。

3AD9213數據手冊。ADI公司，2020年3月。

4AD9174 數據手冊。ADI公司，2019年7月。

5William F. Egan。 實用射頻系統設計。John Wiley & Sons，2003年4月。

6James Bao-Yen Tsui。 微波接收器和相關器件。Peninsula，1983年。

7Ian Beavers。 "噪聲頻譜密度：一個新ADC指標？" ADI公司，2017年12月。

8Travis F. Collins, Robin Getz, Di Pu, 和 Alexander M. Wyglinski。 面向工程師的軟件定義無線電。Artech House，2018年。

9James Tsui and Chi-Hao Cheng。 寬帶接收器的數字技術。SciTech，2015年。

10占空比。 電子戰和雷達系統工程手冊。美國海軍航空系統司令部，1997年4月。
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