混頻器作為收發機中的關鍵模塊之一，對通信設備的上述性能產生直接的影響。隨著微電子工藝的發展， CMOS器件的柵長進一步縮小，MOS器件的過驅動電壓也進一步降低，這就為設計低壓低功耗的射頻電路提供了可能，但是依靠減小MOS器件的柵長降低工作電壓是有限的。因此，電路設計者把更多的注意力集中到電路拓撲結構上，使設計具有低壓結構的射頻電路成為了熱門課題。

　　傳統的Gilbert混頻器由跨導級、開關級、負載級堆疊組成，其結構自下而上分別為跨導級、開關級、負載級。這種結構中，所有的直流電流都流經跨導級、開關級和負載級，跨導級與開關級電路都需要一個開啟電壓(VON ) ，負載級也會有一定的電壓降(VRL ) ， 因此， 電源電壓的最小值Vdd，min = 2Von +VRL。如果采用低電源電壓，這種結構不能保證所有的管子都工作在飽和區。也就是說， Gilbert混頻器不能滿足低電壓的要求，需要對其做出改進， 如:文獻[2 - 3 ]提出省去尾電流管來減小電源電壓，文獻[ 4 - 11 ]用折疊結構代替堆疊結構來解決上述問題。

　　文獻[ 8 ]給出了折疊結構和堆疊結構的比較，折疊結構增加了兩個射頻中斷電路和一個耦合電容。這樣對直流通道來說，跨導級與開關級、負載級的直流電路分開，兩條支路相互獨立，互不影響。電源電壓只需提供相當于一個開啟電壓(Von )的值就能使跨導管與開關管都工作在各自的飽和區， 即電源電壓的最小值Vdd，min = Von + VRL 。達到了低電源電壓的目的。但是， 射頻中斷電路一般用LC 諧振網絡實現，電感的使用增加了電路的版圖面積和噪聲。本文設計了一種新的折疊結構混頻器，電路不使用具有大電感的LC諧振電路，工作于1. 2 V 電壓時，得到了低電壓、低功耗、低噪聲和高線性度的性能。

　　1　電路設計與分析

　　1. 1　電路拓撲結構

　　本文設計的折疊混頻器拓撲結構如圖1所示，M1 ～M4 為跨導級，M5 ～M8 為開關級， RL 為負載電阻。RF輸入端接匹配網絡， IF輸出端接源跟隨器作為輸出緩沖電路( buffer) 。

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　　圖1　交流耦合折疊混頻器拓撲結構

　　該折疊混頻器電路的跨導級采用電流復用技術，由NMOS管(M1、M2 ) 、PMOS管(M3、M4 )和隔直電容Cd 組成交流耦合互補跨導結構。跨導級的輸出端(A、A′點)與開關管的源極相連。跨導級直接接于電源電壓，使得跨導管M1 和M2 的直流電流由兩部分組成，一部分來自M3 和M4 ，另一部分來自開關管和負載電阻，達到了低電源電壓的目的。

　　由于流經開關級與負載級的電流很小，這樣一方面使得開關管產生的閃爍噪聲減小，另一方面負載電阻RL 值可以適當加大，從而提高了混頻器的轉換增益。所以該電路既滿足了低電壓的要求，又能保證混頻器在低電源電壓下有良好的性能。

　　1. 2　跨導電路設計

　　圖2是幾種折疊混頻器跨導電路。圖2 ( a)在跨導級NMOS管M1 漏端接負載電阻R ，M1 管的電流In 在A 點分流，一部分流經開關管( Is ) ，另一部分流經負載電阻( Ir ) ，但是這種跨導電路的缺點是射頻信號一部分通過負載電阻R 泄露到交流地。

　　為了減少射頻信號的損失，必須增加電阻R，這樣又會使節點A 的直流電壓減小，在低電源電壓下，不能保證M1 管工作在飽和區。為了解決這個問題，用有源負載替代負載電阻R ，如圖2 ( b) 。但是，這里的PMOS管僅僅增大了節點A與電源電壓之間的阻抗，如果把M1 和M2 的柵極連起來，形成CMOS反相器結構，那么M2 在增加阻抗的同時還能跟M1共同放大射頻信號 ，如圖2 ( c) ，這樣就完全避免了射頻信號通過M2 泄露到交流地。由圖可知， Is =In + Ip ，總跨導gm = gm n + gm p ( gm n是NMOS管的跨導， gm p是PMOS管的跨導) ，所以CMOS反相器有效地提高了混頻器的轉換增益。

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　　圖2　折疊混頻器的跨導級幾種結構

　　再來分析一下該結構的直流工作狀況，M1 和M2 的柵極加相同偏置電壓Vrfdc ，假設Vt 為MOS管的閾值電壓， Vovn為M1 的過驅動電壓， Vovp為M2 的過驅動電壓，則有: Vovn =Vrfdc - Vt ， Vovp =Vdd - Vrfdc -Vt ，所以電源電壓最小值Vdd，min = Vovn + Vovp + 2Vt。

　　在0. 18μm CMOS工藝中， Vt 典型值為500 mV，因此用反相器作為跨導電路的混頻器只適用于1 V以上的電源電壓。為了使混頻器能滿足更低的電壓，在M1 和M2 之間增加隔直電容Cd ，M1 和M2 管偏置分開，如圖2 ( d) 。這種結構稱為交流耦合互補跨導。假設Vrfdcn為M1 的偏置電壓， Vrfdcp為M2 的偏置電壓，則電源電壓的最小值Vdd，min = Vovn + Vovp + 2Vt+Vrfdcp - Vrfdcn ，可見，在Vrfdcn >Vrfdcp時， Vdd，min比常規反相器更小，適用于更低的工作電壓。

　　1. 3　性能分析

　　1. 3. 1　增益

　　假設本振信號LO為理想方波信號， 則該混頻器(如圖1)的增益可表示為:

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　　gm n是M1 和M2 的跨導， gm p是M3 和M4 的跨導， R 即負載電阻RL 的值。因為開關管的漏極電流很小，所以負載電阻值可以適當增加，由式( 1)知，混頻器的增益將隨之提高。值得注意的是，增大負載電阻值的同時必須保證節點A 的直流電壓足夠使得M1 和M2 工作在飽和區。

　　1. 3. 2　噪聲系數

　　假設本振信號為理想方波信號，并考慮鏡像頻率的影響，噪聲系數的表達式為：

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　　RS 為源阻抗， RL 為負載電阻值， 系數γn 對長溝道晶體管來說等于2 /3，對于亞微米MOSFET，γn 的值較大。由式(2)知，只要選擇合理的偏置電壓Vrfdcn、Vrfdcp和M1～M4的寬長比， 噪聲系數隨著跨導的增加而減小。

　　1. 3. 3　線性度

　　如果節點A (見圖1)的電壓過高，開關管將會關斷。也就是說，如果M1 和M3 的電流很大，M1 和M2的輸出端電壓也增大，這樣就會關斷開關管M7 和M6或者M5 和M8。開關管進入線性區，影響混頻器的線性度，所以降低節點A 的電壓，并讓開關管遠離線性區 ，即Vgs≈Vth ，能提高混頻器的線性度。