以下應用筆記比較了集成RF和無源混頻器解決方案的特性。它討論了兩種解決方案的主要功能，并展示了集成解決方案相對于無源解決方案的主要優勢。

過去，RF設計人員使用無源下變頻混頻器來為其高性能接收器設計獲得最佳的整體線性度和雜散性能。在這些設計中使用分立式無源混頻器時有幾個缺點。

無源混頻器的插入損耗需要在RF或IF增益級中進行補償，以確定所需的接收器整體噪聲系數性能。對于這些無源混頻器，用戶在比較性能與集成混頻器時，不僅要考慮三階輸入交調截點（IIP3），還要考慮輸出三階交調截點（OIP3）。無源混頻器的二階線性度性能很少能像集成平衡混頻器設計那樣好，這對于考慮接收器半中頻雜散非常重要。由于混頻器的線性度性能與LO驅動電平直接相關，因此必須產生相當大的LO注入信號，然后在印刷電路板上路由到無源混頻器的LO端口。需要外部RF級來放大這些信號，使整個設計容易受到LO輻射和拾取的影響。最后，無源混頻器通常會導致全分立設計，導致成本更高、印刷電路板空間更大，并且由于分立器件間容差而導致更大的性能變化。

集成（或有源）混頻器設計正變得越來越流行，因為它們的性能可與無源混頻器解決方案相媲美。集成混頻器可能由真平衡（吉爾伯特單元）設計或帶有IF放大器級的無源混頻器組成，從而產生增益而不是損耗。由于集成混頻器具有增益，因此不需要外部IF放大器級來彌補使用無源混頻器時所需的損耗。對于具有出色噪聲系數性能的集成混頻器，如Maxim的MAX9993、MAX9981和MAX9982，混頻器級前需要的RF增益更少，這意味著接收器的整體線性度性能更好。重申一下，由于在混頻器前面增加了更多的增益以最小化級聯噪聲系數，因此必須提高混頻器的線性度性能，以保持接收器的整體線性度。Maxim的MAX9993、MAX9981和MAX9982混頻器包括LO驅動電路。

考慮Maxim的MAX9993高線性度下變頻混頻器，其功能如圖1所示：

圖1.MAX9993等效電路

MAX9993在PCS和UMTS頻段的標稱規格為：

轉換增益 = 8.5dB

噪聲系數 = 9.5dB

IIP3 = +23.5dBm

OIP3 = +32dBm

IIP2 = +60dBm

OIP2 = +68.5dBm

低LO驅動電平：0至+6dBm

兩個開關可選 （SPDT） LO 輸入，用于 GSM 應用（對于非開關應用，如 cdma2000?，LO 開關可以是靜態的）

圖2所示為采用無源混頻器、IF放大器和LO放大器的分立解決方案。該圖假設使用單端元件，結果為劣質 2德·階次線性度性能與Maxim集成混頻器系列相比。在查看集成RF混頻器數據手冊時，RF電路設計人員必須考慮無源設計中各個分立級的等效級聯響應，以便與Maxim的集成混頻器進行公平比較。例如，設計人員不能只看無源混頻器的 3RD訂單輸入截點，但也必須考慮其3RD排序輸出交調截點性能和整體級聯響應，包括隨后的IF放大器級。此外，設計人員必須計算無源混頻器解決方案的等效增益和噪聲系數，并將結果與集成混頻器規格進行比較。

圖2.分立混頻器/中頻放大器

對于每個級，使用以下表示法：

G = 轉換功率增益 NF = 噪聲系數

IIP3 = 輸入 3RD階次截點

OIP3 = 輸出 3RD訂單截點

示例：

請參閱圖 2。計算獲得與MAX9993性能相等的總級聯響應所需的IF放大器規格，包括增益、噪聲系數和3RD訂單截點。假設微型電路? HJK-19MH無源混頻器與PCS和UMTS頻段中的標稱規格一起使用，如下所示：

G1= -7.5dB

NF1= 7.5dB（假設）

IIP31= +29dBm

OIP31= IIP31+ 克1= +21.5分貝

使用MAX9993典型規格作為PCS和UMTS頻段的典型系統參數：

Gsys = 整體系統增益 = +8.5dB

NFsys = 整體系統噪聲系數 = 9.5dB

IIP3sys = 整體系統輸入 3RD階次交調截點 = +23.5dBm

OIP3sys = 整體系統輸出 3RD階次交調截點 = +32dBm

所需的中頻放大器增益：從以下公式確定所需的中頻放大器增益：

Gsys = 8.5dB

= G1 + G2 so solving for G2，

G2 = Gsys - G1 = 8.5dB - （-7.5dB）

= 16dB

所需的中頻放大器噪聲系數：

為了獲得9.5dB的級聯噪聲系數性能，并假設無源混頻器噪聲系數等于7.5dB，請使用眾所周知的級聯噪聲因數方程確定所需的中頻放大器噪聲系數，其中噪聲系數（以dB為單位）等于10 * log（噪聲因數），其中噪聲因數為數字。

NFsys = 9.5dB

= 10 * log （System Noise Factor）

= 10 * log （Fsys）

= 10 * log （F1 + （F2 - 1） / G1）

Solve for NF2 using：

NF2 = 10 * log （（Fsys - F1） * G1 + 1）

= 10 * log （（10^（9.5 / 10） - 10^（7.5 / 10）） * （10^（-7.5 / 10）） + 1）

= 10 * log （（8.91 - 5.62） * 0.18 + 1）

= 10 * log （1.59）

= 2dB

所需的中頻放大器 3RD階次攔截性能：

使用級聯輸入交調截點公式確定中頻放大器IIP3要求：

IIP3sys （dBm） = +23.5dBm

= 10 * log （IIP3numeric）

= 10 * log （1 / （1/10^（IIP31 / 10） + 10^（G1 / 10） / 10^（IIP32 / 10）））

解決 IIP3 問題2為了確定所需的 3RD中頻放大器級的階次交調截點：

IIP32（dBm） = 10 * log （10^（G1 / 10） * （1 / 1^（IIP10sys / 3） - 10 / 1^（IIP101/ 10））））

= 10 * log （10^（-7.5/10） * （1 / （1 / 10^（23.5 / 10） - 1 / 10^（29 / 10））））

= 17.5分貝

這個 IIP32值結果為以下 3RD放大器的階次輸出交調截點：

OIP32 （dBm） = OIP32 + G2

= +17.5dBm + 16dB

= +33.5dBm

級聯結果：

等效級聯參數匯總在下面的圖 3 中：

圖3.無源混頻器和IF放大器值，用于所需的級聯響應。

根據計算出的中頻放大器規格，不僅很難找到增益為16dB、噪聲系數為2dB的中頻放大器，而且極好的2德·MAX9993的階次線性度性能無法利用這種分立方案實現。此外，至少需要一個甚至兩個外部LO放大器來產生驅動微型電路HJK-13MH混頻器所需的+19dBm LO驅動電平。

結論：

謹慎的接收電路設計人員不應放棄使用集成混頻器解決方案的想法，除非首先計算分立式解決方案的等效級聯性能并將其與Maxim的集成混頻器進行比較。與上面討論的分立式混頻器解決方案相比，使用集成混頻器解決方案的優勢顯而易見。比較這兩種解決方案時必須考慮的最重要參數包括轉換增益、噪聲系數和線性度（主要是2德·和 3RD序）。本應用筆記介紹了計算這些級聯參數的正確方法。

審核編輯：郭婷