關鍵詞：中（高）壓變頻器；完美無諧波；單元串聯多電平技術；中性點鉗位技術；集成門極換流晶閘管

1前言

眾所周知，大功率風機、水泵的變頻調速方案，可以收到顯著的節能效果，其直接經濟效益很大，宏觀經濟效益及社會效益則更大。可以預計，大功率交流電機變頻調速新技術的發展是我國節能事業的主導方向之一。 目前，阻礙變頻調速技術在高壓大功率交流傳動中推廣應用的主要問題有兩個：一是我國大容量（200kW以上）電動機的供電電壓高（6kV、10kV），而組成變頻器的功率器件的耐壓水平較低，造成電壓匹配上的難題；二是高壓大功率變頻調速系統技術含量高，難度大，成本也高，而一般的風機、水泵等節能改造都要求低投入、高回報，從而造成經濟效益上的難題。這兩個世界性的難題阻礙了高壓大容量變頻調速技術的推廣應用，因此如何解決高壓供電和用高技術生產出低成本高可靠性的變頻調速裝置是當前世界各國相關行業競相關注的熱點。 一般來講，在高壓供電而功率器件耐壓能力有限的情況下，可采用功率器件串聯的方法來解決。但是器件在串聯使用時，因為各器件的動態電阻和極電容不同，而存在靜態和動態均壓的問題。如果采用與器件并聯R和RC的均壓措施，會使電路復雜，損耗增加；同時，器件的串聯對驅動電路的要求也大大提高，要盡量做到串聯器件同時導通和關斷，否則由于各器件開斷時間不一，承受電壓不均，會導致器件損壞甚至整個裝置崩潰。

諧波問題是所有變頻器的共同問題，尤其在大功率變頻調速中更為突出。諧波會污染電網，殃及同一電網上的其它用電設備，甚至影響電力系統的正常運行；諧波還會干擾通訊和控制系統，嚴重時會使通訊中斷，系統癱瘓；諧波電流也會使電動機損耗增加，因而發熱增加，效率及功率因數下降，以至不得不“降額”使用。

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中高壓變頻器主電路拓撲結構的分析比較

還有效率問題，變頻調速裝量的容量愈大，系統的效率問題也就愈加重要。采用不同的主電路拓撲結構，使用的功率器件的種類、數量的多少，以及變壓器，濾波器等的使用，都會影響系統的效率。為了提高系統效率，必須設法盡量減少功率開關器件和變頻調速裝置的損耗。

可靠性和冗余設計問題，一般的高壓大功率拖動系統都要求很高的系統可靠性，尤其是國民經濟的重要部門如電力、能源、冶金、礦山和石化等行業，一旦出現故障，將會造成人民生命財產的巨大損失，因此高壓變頻裝置設計中是否便于采用冗余設計及旁路控制功能也是至關重要的。

目前世界上的高壓變頻器不象低壓變頻器那樣具有成熟的、一致性的拓撲結構，而是限于采用目前電壓耐量的功率器件，如何面對高壓使用條件的要求，國內外各變頻器生產廠商八仙過海，各有高招，因此其主電路結構不盡一致，但都較為成功地解決了高電壓大容量這一難題。當然在性能指標及價格上也各有差異。如美國羅賓康（ROBICON）公司生產的完美無諧波變頻器；洛克韋爾（AB）公司生產的Bulletin1557和PowerFlex7000系列變頻器，德國西門子公司生產的SIMOVERTMV中壓變頻器；瑞典ABB公司生產的ACS1000系列變頻器；意大利ANSALDO公司生產的SILCOVERT?TH變頻器以及日本三菱、富士公司生產的完美無諧波變頻器和國內北京的凱奇、先行、利德華福公司和成都佳靈公司生產的高壓變頻器等。

本文對中高壓變頻器幾種常用的主電路拓撲結構進行了分析比較，對不同電路結構的中高壓變頻器的可靠性、冗余設計、諧波含量以及dv/dt等指標進行了深入的討論，并對中高壓變頻器的發展方向提出了自己的看法。

2功率器件串聯二電平電流型高壓變頻器

美國洛克韋爾公司的中壓變頻器Bulletin1557系列，其電路結構為交?直?交電流源型，采用功率器件GTO串聯的兩電平逆變器。其控制方式采用無速度傳感器直接矢量控制，電機轉矩可快速變化而不影響磁通，綜合了脈寬調制和電流源結構的優點，其運行效果近似直流傳動裝置。該公司可提供幾種方案以滿足諧波抑制的要求，如標準的12脈沖和18脈沖及PWM整流器，標準的諧波濾波器及功率因數補償器，以使其諧波符合IEEE519?1992標準的規定。圖1所示為18脈沖整流器的Bulletin1557變頻器的主電路拓撲結構圖。

AB公司于近期推出新一代的中壓變頻器PowerFlex7000系列，用新型功率器件——對稱門極換流晶閘管（SGCT）代替原先的GTO，使驅動和吸收電路簡化，系統效率提高，6kV系統每個橋臂采用三只耐壓為6500V的SGCT串聯。

電流源變頻器的優點是易于控制電流，便于實現能量回饋和四象限運行；缺點是變頻器的性能與電機的參數有關，不易實現多電機聯動，通用性差，電流的諧波成分大，污染和損耗較大，且共模電壓高，對電機的絕緣有影響。

AB公司的變頻器采用功率器件串聯的二電平逆變方案，結構簡單，使用的功率器件少，但器件串聯帶來均壓問題，且二電平輸出的dv/dt會對電機的絕緣造成危害，要求提高電機的絕緣等級；且諧波成分大，需要專門設計輸出濾波器，才能供電機使用，即使如此其總諧波畸變THD也僅能達到4％左右。

輸入端采用可控器件實現PWM整流，便于實現能量回饋和四象限運行，但同時使網側諧波增大，需加進線電抗器濾波才能滿足電網的要求，這也增加了體積和成本。

因為是直接高壓變頻，電網電壓和電機電壓相同，容易實現旁路控制功能，以便在裝置出現故障時將電機投入電網運行。

3單元串聯多重化電壓源型變頻器 美國羅賓康公司利用單元串聯多重化技術，生產出功率為315kW～10MW的完美無諧波(PERFECTHARMONY)高壓變頻器，無須輸出變壓器實現了直接3.3kV或6kV高壓輸出；首家在高壓變頻器中采用了先進的IGBT功率開關器件，達到了完美無諧波的輸出波形，無須外加濾波器即可滿足各國供電部門對諧波的嚴格要求；輸入功率因數可達0.95以上，THD<1％，總體效率（包括輸入隔離變壓器在內）高達97％。達到這么高指標的原因是采用了三項新的

圖1Bulletin1557變頻器主電路結構圖

圖2多重化變頻器拓撲結構圖

圖3五功率單元串聯變頻器的電氣連接

高壓變頻技術：一是在輸出逆變部分采用了具有獨立電源的單相橋式SPWM逆變器的直接串聯疊加；二是在輸入整流部分采用了多相多重疊加整流技術；三是在結構上采用了功率單元模塊化技術。

所謂多重化技術就是每相由幾個低壓PWM功率單元串聯組成，各功率單元由一個多繞組的隔離變壓器供電，用高速微處理器實現控制和以光導纖維隔離驅動。多重化技術從根本上解決了一般6脈沖和12脈沖變頻器所產生的諧波問題，可實現完美無諧波變頻。圖2為6kV變頻器的主電路拓撲圖，每組由5個額定電壓為690V的功率單元串聯，因此相電壓為690V×5=3450V，所對應的線電壓為6000V。每個功率單元由輸入隔離變壓器的15個二次繞組分別供電，15個二次繞組分成5組，每組之間存在一個12°的相位差。圖3中以中間△接法為參考(0°)，上下方各有兩套分別超前（＋12°、＋24°）和滯后（－12°、－24°）的4組繞組。所需相差角度可通過變壓器的不同聯接組別來實現。

圖3中的每個功率單元都是由低壓絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）構成的三相輸入，單相輸出的低壓PWM電壓型逆變器。功率單元電路見圖4。每個功率單元輸出電壓為1、0、－1三種狀態電平，每相5個單元疊加，就可產生11種不同的電平等級，分別為±5、±4、±3、±2、±1和0。圖5為一相合成的正波輸出電壓波形。用這種多重化技術構成的高壓變頻器，也稱為單元串聯多電平PWM電壓型變頻器，采用功率單元串聯，而不是用傳統的器件串聯來實現高壓輸出，所以不存在器件均壓的問題。每個功率單元承受全部的輸出電流，但僅承受1/5的輸出相電壓和1/15的輸出功率。變頻器由于采用多重化PWM技術，由5對依次相移12°的三角載波對基波電壓進行調制。對A相基波調制所得的5個信號，分別控制A1～A5五個功率單元，經疊加可得圖5所示的具有11級階梯電平的相電壓波形，線電壓波型具有21階梯電平，它相當于30脈波變頻，理論上19次以下的諧波都可以抵消，總的電壓和電流失真率可分別低于1.2％和0.8％，堪稱完美無諧波變頻器。它的輸入功

圖4功率單元電路

圖5五功率單元串聯輸出電壓波形

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中高壓變頻器主電路拓撲結構的分析比較

圖6ACS1000變頻器主電路拓撲結構圖

率因數可達0.95以上，不必設置輸入濾波器和功率因數補償裝置。變頻器同一相的功率單元輸出相同的基波電壓，串聯各單元之間的載波錯開一定的相位，每個功率單元的IGBT開關頻率若為600Hz，則當5個功率單元串聯時，等效的輸出相電壓開關頻率為6kHz。功率單元采用低的開關頻率可以降低開關損耗，而高的等效輸出開關頻率和多電平可以大大改善輸出波形。波形的改善除減小輸出諧波外，還可以降低噪聲、dv/dt值和電機的轉矩脈動。所以這種變頻器對電機無特殊要求，可用于普遍籠型電機，且不必降額使用，對輸出電纜長度也無特殊限制。由于功率單元有足夠的濾波電容，變頻器可承受－30％電源電壓下降和5個周期的電源喪失。這種主電路拓撲結構雖然使器件數量增加，但由于IGBT驅動功率很低，且不必采用均壓電路、吸收電路和輸出濾波器，可使變頻器的效率高達96％以上。

單元串聯多重化變頻器的優點是：

1）由于采用功率單元串聯，可采用技術成熟，價格低廉的低壓IGBT組成逆變單元，通過串聯單元的個數適應不同的輸出電壓要求；

2）完美的輸入輸出波形，使其能適應任何場合及電機使用；

3）由于多功率單元具有相同的結構及參數，便于將功率單元做成模塊化，實現冗余設計，即使在個別單元故障時也可通過單元旁路功能將該單元短路，系統仍能正?；蚪殿~運行。

其缺點是：

1）使用的功率單元及功率器件數量太多，6kV系統要使用150只功率器件（90只二極管，60只IGBT），裝置的體積太大，重量大，安裝位置成問題；

2）無法實現能量回饋及四象限運行，且無法實現制動；

3）當電網電壓和電機電壓不同時無法實現旁路切換控制。

用功率單元串聯構成高壓變頻器的另一種改進方案是采用高壓IGBT器件，以減少串聯的功率單元數。例如，用3300V耐壓的IGBT器件，用兩個功率單元串聯的變頻器可輸出4.16kV中壓；若要6kV輸出，只要三個單元串聯。功率單元和器件數量的減少，使損耗和故障也減少了，有利于提高裝置的效率和可靠性，縮小裝置體積。但由于電平級數的減少，輸出諧波增加，為獲得優良的輸出波形，必須加輸出濾波器。另外由于高壓IGBT比普通低壓IGBT要貴得多，所以雖然功率器件減少了，但成本不一定下降。

4中性點鉗位三電平PWM變頻器

在PWM電壓源型變頻器中，當輸出電壓較高時，為了避免器件串聯引起的靜態和動態均壓問題，同時降低輸出諧波及dv/dt的影響，逆變器部分可以采用中性點鉗位的三電平方式（Neutralpointclamped：NPC）。逆變器的功率器件可采用高壓IGBT或IGCT。ABB公司生產的ACS1000系列變頻器為采用新型功率器件——集成門極換流晶閘管（IGCT）的三電平變頻器，輸出電壓等級有2.2kV、3.3kV和4.16kV。圖6所示為ACS100012脈沖整流三電平電壓源變頻器的主電路拓撲結構圖。西門子公司采用高壓IGBT器件，生產了與此類似的變頻器SIMOVERTMV系列。

整流部分采用12脈波二極管整流器，逆變部分采用三電平PWM逆變器。由圖6可以看出，該系列變頻器采用傳統的電壓型變頻器結構，通過采用高耐壓的IGCT功率器件，使得器件總數減少為12個。隨著器件數量的減少，成本降低，電路結構簡潔，從而使體積縮小，可靠性更高。

由于變頻器的整流部分是非線性的，產生的高次諧波將對電網造成污染。為此，圖6所示的ACS1000系列變頻器的12脈波整流接線圖中，將兩組三相橋式整流電路用整流變壓器聯系起來，其初級繞組接成三角形，其次級繞組則一組接成三角形，另一組接成星形，整流變壓器兩個次級繞組的線電壓相同，但相位則相差30°角，這樣5次、7次諧波在變壓器的初級將會有180°的相移，因而能夠互相抵消，同樣的17、19次諧波也會互相抵消。這樣經過2個整流橋的串聯疊加后，即可得到12脈波的整流輸出波形，比6脈波更平滑，并且每個整流橋的二級管耐壓可降低一半。采用12相整流電路減少了特征諧波含量，由于

圖7三電平PWM變頻器輸出線電壓波形圖

圖8四電平逆變器結構圖

特征諧波次數N=KP±1（P為整流相數、K為自然數）。所以網側特征諧波只有11、13、23、25次等。如果采用24脈波整流電路，網側諧波將更進一步被抑制。兩種方案均可使輸入功率因數在全功率范圍內保證在0.95以上，不需要功率因數補償電容器。

變頻器的逆變部分采用傳統的三電平方式，所以輸出波形中會不可避免地產生比較大的諧波分量（THD達12.8％），這是三電平逆變方式所固有的，其線電壓波形見圖7。因此在變頻器的輸出側必須配置輸出LC濾波器才能用于普通的鼠籠型電機。經過LC濾波器后，可使其THD<1％。同樣由于諧波的原因，電動機的功率因數和效率都會受到一定的影響，只有在額定工況點才能達到最佳的工作狀態，隨著轉速的下降，功率因數和效率都會相應降低。

三電平逆變器的結構簡單，體積小，成本低，使用功率器件數量最少（12只），避免了器件的串聯，提高了裝置的可靠性指標。根據目前IGCT及高壓IGBT的耐壓水平，三電平逆變器的最高輸出電壓等級為4.16kV，當輸出電壓要求6kV時，采用12個功率器件已不能滿足要求，必須采用器件串聯，除了增加成本外，必然會帶來均壓問題，失去了三電平結構的優勢，并且會大大影響系統的可靠性。若將來采用9kV耐壓的IGCT，則三電平變頻器可直接輸出6kV，但是諧波及dv/dt也相應增加，必須加強濾波功能以滿足THD指標。或者采用下面要講到的四電平逆變器。 在9kV耐壓的器件出現之前，對于6kV高壓電機，可采用Y/△改接的辦法，將Y型接法的6kV電機改為△接法，線電壓為3.47kV，采用3.3kV或4.16kV輸出的變頻器即能滿足要求，同時也滿足了IGCT電壓型變頻器對電機的絕緣等級提高一級的要求，因此這個方案可能是最經濟合理的。但在進行Y/△改接后，電機電壓與電網電壓不一致，無法實現旁路功能，當變頻器出現故障時，又要保證生產的正常進行，必須首先將電機改回Y型接法，再投入6kV電網。為此，電機的Y/△改接應通過Y/△切換柜實現，以便實現旁路功能。而ACS1000系列本身的旁路切換是在電機電壓與電網電壓一致時完成的。 若采用有源輸入前端，則可實現能量回饋及四象限運行，但三電平結構不易實現冗余設計。

5多電平高壓變頻器

隨著現代拓撲技術的發展，多電平高壓變頻調速技術得到了實際的應用。這種高壓變頻器的代表是法國阿爾斯通（ALSTOM）公司生產的ALSPAVDM6000系列高壓變頻器，其逆變器結構如圖8所示。

由圖8可見，功率器件不是簡單地串聯，而是結構上的串聯，通過電容鉗位，保證了電壓的安全分配。其主要特點是：

1）通過整體單元裝置的串并聯拓撲結構以滿足不同的電壓等級（如3.3kV、4.16kV、6.6kV、10kV）的需要。

2）這種結構可使系統普遍采用直流母線方案，以實現在多臺高壓變頻器之間能量互相交換。

3）這種結構沒有傳統結構中的各級功率器件上的眾多分壓分流裝置，消除了系統的可靠性低的因素，從而使系統結構非常簡單，可靠，易于維護。

4）輸出波形非常接近正弦波，可適用于普通感應電機和同步電機調速，而無需降低容量，沒有dv/dt對電機絕緣等的影響，電機沒有額外的溫升，是一種技術先進的高壓變頻器。輸出電壓和電機電流波形如圖9所示。

5）ALSPAVDM6000系列高壓變頻器可根據電網對諧波的不同要求采用12脈波，18脈波的二極管整流或晶閘管整流；若要將電能反饋回電網，可用晶閘管整流橋；若要求控制電網的諧波、功率因數，及實現四象限運行，可選擇有源前端。 6多電平＋多重化變頻器

日本富士公司采用高壓IGBT開發的中壓變頻器FRENIC4600FM4系列，它匯集了多電平和多重化變

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中高壓變頻器主電路拓撲結構的分析比較

(b)電機電流

(a)輸出電壓

圖9ALSPAVDM6000輸出電壓電流波形

頻器的許多優點，它以多個中壓三電平PWM逆變器功率單元多重化串聯的方式實現直接高壓輸出，因此構成了一個雙完美無諧波系統：對電網為多重疊加整流，諧波符合IEEE519?1992的要求；對電動機為完美無諧波正弦波輸出，可以直接驅動任何品牌的交流鼠籠型電動機。

該型變頻器由于采用了高壓整流二極管和高壓IGBT，因此系統主電路使用的器件大為減少，可靠性提高，損耗降低，體積縮小。變頻器的綜合效率可達98％，功率因數高達0.95，不需要加設進相電容器或交直流電抗器，也不需要輸出濾波器，使系統結構大為簡化。圖10所示為FRENIC4600FM4的主電路及功率單元結構圖。

但是仔細分析，該型變頻器的性能價格優勢并不大，與其同時采用多電平和多重化兩種技術，還不如采用前面提到的高壓IGBT的多重化變頻器，反而顯得有些不倫不類。因為，用三電平技術構成單相逆變功率單元，在器件數量上并不占優勢，要比同樣電壓和功率等級的三電平三相逆變器足足多用一倍的器件，同樣比普通單相逆變功率單元也正好多出一倍的器件。例如：用3300V耐壓的IGBT器件，采用單元串聯多重化電路6kV系統每相需三個單元串聯，總共9個單元，共需54只整流二極管，36只IGBT；而采用三電平功率單元，每相需兩個單元串聯，總共6個單元，共需72只整流二極管，48只IGBT，足足多用了1/3的器件并且使功率單元的冗余成本增加了一倍，降低了多重化變頻器冗余性能好的優點，同時增加了裝置的成本。所以該型變頻器實際上并不可取。

7變壓器耦合輸出高壓變頻器

中高壓變頻器的主電路拓撲結構，除了前面提到的二電平、多電平和單元串聯多重化方案外，1999年，有人提出了一種新型的變壓器耦合式單元串聯高壓變頻器主電路拓撲結構。其主要思想是用變壓器將三個由高壓IGBT或IGCT構成的常規二電平三相逆變器單元的輸出疊加起來，實現更高電壓輸出，并且這三個常規逆變器可采用普通低壓變頻器的控制方法，使得變頻器的電路結構及控制方法都大大簡化。

圖11是這種新型高壓變頻器的拓撲結構圖，該

圖11變壓器耦合輸出變頻器主電路拓撲結構圖

(a)3相AC6600V主電路

(b)富士完美無諧波功率單元

圖10富士FRENIC4600FM4變頻器電路結構圖
方案由下列部分組成：

——一個18脈波的輸入變壓器，可基本實現輸入電流無諧波；

——三個常規兩電平的三相DC/AC逆變器；

——三個變化為1：1的輸出變壓器；

——高壓電機。

下面從幾個方面分析其工作原理。

1）電壓關系

考慮電機的線電壓，可得：

UKL=Ua1b1＋Ub1a2＋Ua2b2

ULM=Ub2c2＋Uc2b3＋Ub3c3（1）

UMK=Uc3a3＋Ua3c1＋Uc1a1

由于輸出變壓器的變比為1：1，也就是

Ub1a2=Ua3b3，Uc2b3=Uc1b1，

Uc1a3=Ua2b2，于是可得到，

UKL=Ua1b1＋Ua2b2＋Ua3b3

ULM=Ub1c1＋Ub2c2＋Ub3c3（2）

UMK=Uc1a1＋Uc2a2＋Uc3a3電壓間的這種關系體現在圖12中。每個逆變器都采用SPWM或空間電壓矢量PWM（SVPWM）控制方法，每個逆變器輸出線電壓的有效值為〔〕aE，其中E為逆變器輸入直流電壓，a為調制深度，在諧波注入SPWM和SVPWM中a最大可為1.15。由式（2）可得電機線電壓的有效值為〔〕aE。

對線電壓為2300V的高壓電機，E=1090V，采用額定電壓為1700V的IGBT就可構成本系統；對線電壓為4160V的高壓電機，E=1970V，可采用額定電壓為3300V的IGBT；而當高壓電機的線電壓為6600V時，E=3130V，則應采用額定電壓為4500V的IGCT；因此本方案具有很強的適應性。

2)電流關系

設電機三相電流平衡，電流的有效值為I，在不考慮電流諧波的情況下ia1=Isin(ωt)ib2=Isin(ωt－120°)（3）ic3=Isin(ωt＋120°)

在圖12中，ia1=i4－i6，ib2=i6－i2，i2＋i4＋i6=0，從而有ia1=Isin(ωt＋90°)ib2=Isin(ωt－30°)（4）ic3=Isin(ωt－150°)

考慮到輸出變壓器原邊和副邊電流相等，可計算得到第一個逆變器的三個輸出電流為，ia1=Isin(ωt)ib1=Isin(ωt－120°)（5）ic1=Isin(ωt＋120°)

另外兩個逆變器的三個輸出電流也滿足以上關系，即：ia1=ia2=ia3=Isin(ωt)ib1=ib2=ib3=Isin(ωt－120°)(6)ic1=ic2=ic3=Isin(ωt＋120°)

也就是說三個逆變器輸出電流完全平衡。

3）功率關系在得出電壓電流關系式后，我們很容易得到該高壓變頻器各部分間的功率關系。很顯然三個逆變器的視在功率VA1，VA2，VA3為VA1=VA2=VA3=〔〕aEI，而整個高壓變頻器的視在功率VA為VA=〔〕aEI，也就是說三個逆變器均分了整個變頻器的輸出。

4）PWM策略

由于三個逆變器電壓、電流和功率完全對稱，因此三個逆變器可采用完全相同的控制規律，這時加在電機的線電壓等于一個逆變器輸出線電壓的三倍，相當于一個兩電平的PWM高壓變頻器，這種方法雖然簡單，但由于dv/dt太大，不宜采用。

一種比較好的方法是將三個逆變器的PWM信號相互錯開1/3個開關周期，對SPWM來說就是三個逆變器各自采用一個三角波，且這三個三角波之間相位互差120°。圖13是采用這種方法后得到的電機線電壓波形，其中電壓頻率為40Hz，注入了15％的三

圖12電壓電流關系圖

中高壓變頻器主電路拓撲結構的分析比較

圖13電機線電壓PWM波形

圖14輸出變壓器繞組圖

次諧波?？梢钥闯鲞@就是一個線電壓為7電平的高壓變頻器，相當于四電平變頻器的線電壓波形。

5）輸出變壓器輸出變壓器在本方案中起著十分重要的作用，也可能是本方案的薄弱環節，因為太大容量的變壓器會限制它的應用。一般情況下該變壓器可采用圖14所示結構。從前面分析知道，輸出變壓器各繞組間的電壓有效值都為〔〕aE，且流過各繞組的電流相等，有效值都為，于是可得到該變壓器的容量為〔〕aE，也就是說輸出變壓器的容量為變頻器總容量的1/3，比高－低－高方案中的輸出變壓器的容量要小的多。

這種高壓變頻器方案具有如下突出的優點：

1）以三個常規的變頻器為核心可構成高壓變頻器；

2）三個常規變頻器平衡對稱運行，各自分擔總輸出功率的1/3；

3）整個變頻器的輸出可等效為7電平PWM輸出波形優于普通三電平變頻器，與四電平變頻器相同?？傊C波畸變THD<0.3％，dv/dt也較低；

4）輸出變壓器的容量只需總容量的1/3，可以內置，也可以外裝；

5）18脈波輸入二極管整流器，網側諧波小，功率因數高。 8結語

功率器件串聯二電平電流型變頻器由于其本身的缺點，使用越來越受到限制。

單元串聯多重化變頻器是由于當時功率器件耐壓太低的產物，系統復雜，器件數量多，體積龐大，故障率高；但卻歪打正著，贏得了無可比美的輸入輸出波形，堪稱“完美無諧波”；改進的方法是用高壓IGBT或IGCT組成功率單元，以減少單元數，縮小體積，但卻是以犧牲波形為代價的，要加輸出濾波器，使諧波達標。

采用高壓IGBT、IGCT的三電平變頻器具有結構簡單，可靠性高，器件數量少，效率高的優點，在高壓供電面前，能用多電平，誰還會去用多重化呢？但波形稍差，需加LC輸出濾波器，即使如此其成本也比多重化變頻器低。目前由于器件耐壓的限制，輸出電壓只能達到4.16kV，若要輸出6kV，可采用電機Y/△改接的辦法，看來這是6kV電機節能改造最經濟合理的方案。

變壓器耦合輸出高壓變頻器，有望用目前耐壓水平的器件實現6kV、10kV高壓輸出，是一種很有前途的新型高壓變頻方案。

隨著功率器件的不斷發展，在中等功率高壓變頻器中，GTO即將退出舞臺，而高壓IGBT、IGCT是很有發展前途的器件，是解決中高壓變頻的希望；IGCT由于其導通壓降低、損耗小而占有一定的優勢，將成為高壓變頻器的主要功率器件。

參考文獻

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