工程師們在設計PCB電源分配系統的時候，首先把整個設計分成四個部分：電源(電池、轉換器或者整流器)、PCB、電路板去耦電容和芯片去耦電容。本文將主要關注PCB和芯片去耦電容。電路板去耦電容通常很大，大約是10mF或者更大，而且主要用于特定場合中。
設計一個去耦電容包括兩步。首先，根據電氣計算電容值，然后將電容放置在PCB上。確切地講，電容放在離數字芯片多遠的地方合適？但人們常常忽略了PCB本身就是去耦設計的一部分。本文將討論在哪里電路板適合去耦設計。
去耦需求
基本上，電源通過一根導線向數字芯片提供能量。這個電源有可能離芯片比較“遠”。電源線為5 英寸長的16 AWG的電線和4英寸長的20mil的走線并不少見。這些導線具有電阻、電容和感應，這些都影響能量的傳送。電感和導線的長度成正比，是產生大多數質量問題的原因。
走線需要著重考慮，因為它決定了總的電感和電流流動的環路環路。這個環路環路能夠而且很可能會輻射電磁干擾(EMI)。
在芯片的旁邊放置一個小電源(比如電容)，能讓電容到芯片Vcc管腳之間的走線長度最小，從而減少環路面積。這能盡量減少由導線電感引起的電壓降問題。由于回路環路減小了，所以EMI也減小了。
直接把數字芯片U1連接到電源上意味著可能需要幾英寸的走線。可以將具有寄生電感L2和R2的電容C1插入到電路中離芯片比較近的地方，距離小于1英寸(圖1)。L3是C1 和 U1之間的導線電感。L1 和 R1是從電源到電容之間導線的寄生參數。?

這樣，可將走線長度減小到mil量級，將導線阻抗減小到可以應用的程度。C2在這里非常重要，它決定電源必須供給多少電流。C2代表了U1的內部負載和U1必須驅動的外部負載。當S1關閉時，這些負載連接到電源，并馬上需要電流。
電感是電源和開關之間阻抗的主要來源。例如，對于10mil寬度的走線，電阻、電容和電感分別大約是0.02Ω/in，2 pF/in和20nH/in。這些是用于PCB板的走線(微帶線和帶狀線)和導線的典型數據。當頻率大約高于100 kHz時，感抗jΩl是主要阻抗。
因此，增加C1具有兩個作用。一是它將減少開關期間，電源和芯片之間的導向電感。這將保護V1(也就是到U1上的Vcc) 不會減小到低于進行正確電路操作的所需電壓值。另外，它可減小高頻電流流動的環路面積以及相應的EMI。
因此，電容將V1保持住，但需要將V1保持多高呢？這個問題主要集中在器件的噪聲裕量，例如最小的電壓噪聲裕量VNmmin，這個噪聲裕量可以存在，并仍允許正確的電路運行。(這有點難以計算，因為實際值依賴于半導體的噪聲裕量，近似和電源電壓成正比。)根據圖1，正確的工作運行意味需要滿足下面條件：
VNmmin ≥ VPS ? VZmax (1)
在該圖中，VZmax完全落在L3上。
電流I也需要考慮。簡單講，這是數字輸入所需要的電流，設計工程師必須確保它的供應。因為它是所需的最大電流，Imax，因此電源和開關之間的最大阻抗Zmax不會大于：
|Zmax|≥(VZmax/Imax) (2)
從電源到芯片的線路是5英寸長的16-AWG導線和4 英寸長、20mil寬的走線，它將提供100nH的電感。在某些頻率f上，感抗將大于所能容忍的Zmax。這個頻率將通過變換電感的阻抗方程得到：
fmax = |Zmax|/2πL (3)
在這個頻率之上，C1不能提供足夠的電壓來滿足器件所需的噪聲裕量，信息也無法成功地傳輸。
去耦電容為PCB上的芯片提供“高頻”電流，而電源提供“低頻”電流。為確定電容的尺寸，先收集計算fmax所需的信息，在fmax頻率上電源供給的“低頻”電流開始下降。同時也需要U1負載所需的電流、能成功操作這些器件電壓以及轉換時間。
為獲得這些數值，需要考慮電容器的寄生成分。在轉換發生后的很短時間內，U1的主要電源是去耦電容和它的寄生成分??等效串聯電阻(ESR)和等效串聯電感(ESL)。ESL包括導線電感和電容的電感兩個部分，前者是設計工程師試圖盡量減少的，后者則是必須容忍的。
為確定去耦電容的尺寸，首先確定數字N和U1必須驅動的容性負載。這個數字和下一個芯片的容性輸入以及電壓隨時間的變化決定了所需的最大電流。可用熟悉的公式I=C×(dV/dt)確定電流，這里為：?

是在0V到VPS轉換期間電壓的最壞改變。注意在設計混合電壓部分的時候，要使用正確的電壓，比如3.3V/5V。
是邏輯器件U1脈沖轉換的上升時間。計算上升時間的方法有多種，因此使用最壞情況下的上升時間，或者是最快的上升時間。現在負載下拉的電流必須來自去耦電容，所以用下式計算電容值：
C=I/(dV/dt) (5)
盡管我們現在已確定了去耦電容的值，但是還沒有完成設計。
電容布局
接下來，設計工程師必須確定把電容放在PCB什么位置。它需要放置在能夠最小化電容和芯片間走線電感的地方。電感同樣需要最小化，而不走線長度。當把電容放到PCB上的時候，使電感而不是使走線長度長度最小化將允許更多的設計自由度。首先，設計工程師需要確定最大可用的走線長度來保持最大的設計自由度。
過程如下：設計工程師需要一個工作在fmax(式3)到某個最高頻率的電容。確定這個上界頻率需要理解理想的數字波形輸出和保持這個形狀到某種程度的必要性。這是信號完整性設計的一個小部分。
理想的數字電路傳輸一個矩形脈沖到下一個電路。實際上是無法實現矩形脈沖的，但是能實現梯形脈沖。檢查梯形脈沖的傅利葉序列，發現梯形脈沖由基頻和所有諧波組成。當然，把所有的都加在一起，就可以實現原始的梯形脈沖。
但如果沒有把所有的諧波加在一起會怎么樣呢？如果只有最初的5個或者10個諧波相加會怎么樣呢？是否有足夠的諧波建立梯形脈沖而使輸入電路不容易察覺變化呢？事實證明，在大多數情況下，只把前面10個諧波相加就可以讓恢復出來的波形騙過大多數的電路，也就是說大多數的電路不會察覺變化。這就決定了設計去耦電容的時候需要處理的最高頻率。另一個建議的方法，是利用f=1/tr確定最高頻率，其中tr是脈沖上升時間。在這個頻率，諧波能量很小，并以40dB/decade的速度滾降。
現在可以確定最壞情況下電源電壓可容忍的變化，從而開始設計。對CMOS來說，這個數字就是噪聲預量VOH-VIH(從數據表上查這些值)。最壞情況下的變化為：
V = VCC(nominal)-(VOH+10%×VCC) (6)
10%即為電源的下降因子。
利用式6與電感的電流和電壓，確定最大可允許的電感L:
L=V/(dI/dt) (7)
其中，L是電容、走線、芯片的連接線和引線等所引入總的串聯電感，dI是最大電流變化，dt是電流的上升時間。
走線長度
對于兩個或更多個電容來說，它們平行連接到芯片電源輸入管腳上的走線長度是不同的，有效地走線長度決定了電容可以放到離芯片多遠的地方。走線長度直接和走線的電感相關。因此，通過平行電感的公式可得到有效的走線長度，有效走線長度IE為：
IE＝(I1×I2)/(I1+I2) (8)
其中I1和I2是平行電容的走線長度。每個平行電容離開VCC 管腳的最大距離是IE。
一旦電容選定并放在PCB上，就要檢查什么地方會出現電容和寄生電感的。共振頻率可以通過下式得到：
f=1/2π=π√-LC (9)
其中L=IE SL + LTRACE。
超過這個頻率，電容迅速變為一個電感。如果共振頻率發生在遠低于10 * fpulse的頻率上，則要檢查設計，以采取折衷措施。
使用多個去耦電容
如果使用N個同等電容值的電容，總的ESL和ESR將減少到1/N(圖2)。當連接電源和地之間電容的走線相等時，這是一個特殊的情況。同樣也假定電感之間的互耦合很小。N個具有同樣電容值的電容的阻抗曲線接近單個電容的曲線。?

如果采用N個不同電容值的電容，ESR和ESL會降低，但將在阻抗曲線引入一個共振峰值，并帶來嚴重的設計后果(圖3)。這里也再次假定走線長度相同。?

使用PCB
不要忘記PCB。忽視它幾乎免費提供的諸多好處，將提高設計成本，增加額外的元件。這些額外的元件將占用額外的空間，降低總的可靠性并可能增加EMI。
式10給出了一組平行的電源層的阻抗公式。這只是串聯LRC電路的阻抗公式。只要PCB沒有開始像傳輸線一樣工作，這個公式就是有用的。換句話說，如果l<λ/20，那么它是有用的。其中l是PCB的最大尺寸(對角線)，λ是和最高頻率有關的波長。
直到這一點，PCB阻抗幾乎是容性，并且能提供耦合電容截止頻率之上的所有需要的電流。因為ESR非常小，寄生電感也非常小，因此PCB會在一個比較寬的頻率范圍呈現出很低的阻抗。
如果PCB具有兩個相鄰的電源和地層，那么它在設計中具有很好的內部電容。用于并聯平面電容的計算公式可被用來確定PCB的電容：
C(pF)=ε(A/d)=0.225(εr /d)A (11)
上式的最后一部分在以英寸為單位的時候有效。其中，ε = ε0×εr，ε0是空氣的介電常數，為8.85 pF/m，er是電容板之間介質的相對介電常數。對于FR4材料，er 等于4.5。A是電容板之間的面積，d是板之間距離。
實際上，對于PCB向VCC管腳輸入電流的能力，沒有一個上限的頻率限制。PCB的設計是一個復雜的題目，有許多可用的介質來增加上限頻率。對于FR4材料，上限頻率范圍非常高，超過了2 GHz，這使得現在大多數汽車用PCB電路看起來上限頻率是無限的。實際上，上限頻率由PCB的最大尺寸l和最小波長λ決定。
不幸的是，在自動設計中PCB的總電容值是很小的。當采用FR4作為電介質，板間隔為20mil，具有固定電源和接地層電容時，PCB電容通常約為53 pF/平方英寸。4層板的FR4 PCB會有一定范圍的電介質厚度。這種變化可以是來自制程變化、整個板所需的厚度、所需的彈性或者硬度、銅厚(這會影響電介質厚度)以及擊穿電壓的要求。沒有特殊要求下的PCB介質厚度變化幅度為0.5到0.8mm。
PCB電容的質量通常很好優秀，因為很少有電感。就像前面所說，電感是電容器隨著頻率退化的主要原因。
電容的小尺寸是一個值得注意因素。PCB上能夠有效供應電流的電容值一般要超過500 pF/平方英寸。在FR4板上獲得這個值是不可能的，因此需要特殊的PCB設計和材料。
EMC方面的好處
除了從良好設計的電源分配系統得到的信號完整性外，PCB也會帶來更低的EMI。正如前面所提到的，這主要是由于減小了環路面積。這以兩種方式表現。首先，法拉第定律指出，通過流過其他電路的電流，環路面積A將給電路中帶來電壓。
VINDUCED(V)=[(?AN/2πd)×(dI/dt)×cos(θ) (12)
同樣，在數字電路中，電流回路引起電磁場的簡化表達式表明較小的回路具有更低輻射：
E(V/m)=263×10-16×[f2A(I/r)] (13)
成本效益
設計良好的電源分配系統可以節省成本。式14給出了器件減少和成本降低之間的簡單關系。
至此，討論圍繞著向芯片提供電流。但是設計者可能希望限制流向芯片的電流。請記住，一個芯片只要有低于上限頻率(10 * fmax)，或者1/πtr的電流就能工作得很好。設計者不能接觸那些頻率上的任何電流。但是超過某個上限頻率，芯片可以在無電流下工作得很好。此外，因為那些電流有可能產生EMI，所以它們可以被抑制，從而減小EMI。
為限制電流，在去耦電容和芯片的VCC引線之間插入一個磁珠。在做這個之前，設計者必須知道他們不會使芯片缺少電流。