對數(shù)放大器通常指定用于正弦波輸入。與二極管檢波器一樣，對數(shù)放大器不是真正的均方根響應。對數(shù)放大器中的不同信號波形會向上或向下移動對數(shù)放大器截距的有效值。從圖形上看，這看起來像對數(shù)放大器傳遞函數(shù)的垂直偏移（見圖19），對數(shù)斜率不受影響。圖中顯示了AD8307交替饋送非調制正弦波和相同均方根功率（9個通道）的前向鏈路CDMA通道時的傳遞函數(shù)。輸出電壓在器件的整個動態(tài)范圍內相差相當于3.55dB（88.7 mV）。

圖 19： 隨信號波峰因數(shù)變化的對數(shù)放大器傳遞函數(shù)偏移

該表顯示了使用對數(shù)放大器測量各種信號類型的均方根信號強度時應應用的校正因子，該放大器已使用正弦波輸入進行表征。因此，例如，要測量方波的均方根功率，應從對數(shù)放大器的輸出電壓中減去表中dB值的mV等效值（-3.01 dB，相當于AD75的25.8307 mV）。在對數(shù)放大器的輸入信號恒定（但不是正弦波）的實際應用中，對數(shù)放大器可以簡單地校準為該信號類型，也就是說，我們不關注正弦波輸入的輸出電平 - 因為設備永遠不會遇到。

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有效值至直流轉換器

AD8361（見圖20）是一款低功耗均方根響應檢波器，適用于高達2.5GHz的高頻接收器和發(fā)射器信號鏈。AD8361執(zhí)行顯式均方根計算。

圖 20： 均方根直流轉換器

RF輸入信號的頻率可達2.5 GHz，應用于寬帶平方電路。板載50 pF電容對平方器的輸出進行濾波。通過將一個外部電容器連接到FLTR引腳，可以提供額外的濾波。平方器電路的濾波輸出應用于平方根電路。該電路由一個運算放大器型電路組成，其反饋回路中有一個第二個平方電路。這導致正向反函數(shù)（即平方根）。此外，反饋環(huán)路中的阻性衰減器（1/6.5）在正向方向上增加了7.5的增益。所以器件的整體傳遞函數(shù)由下式給出

為了得到線性傳遞函數(shù)（見圖21），我們在對數(shù)刻度上繪制輸出電壓與輸入電平的關系，單位為dBm（繪制Vout與Vin也將產(chǎn)生線性函數(shù)）。您會注意到，此響應與我們之前查看的二極管檢測器圖具有相同的基本形式。然而，均方根轉換器的線性工作區(qū)域低于二極管電路的工作區(qū)域，并且還提供更高的輸出電壓電平。

圖21：AD8361 rms轉直流轉換器的輸出電壓與輸入電平的關系

和以前一樣，為了評估溫度穩(wěn)定性，我們對室溫下的測量數(shù)據(jù)進行線性回歸（這給了我們一個斜率和截距），并繪制了數(shù)據(jù)在溫度下與該參考的偏差。這（圖21）表明，溫度穩(wěn)定性隨著輸入電平的降低而穩(wěn)定下降，對于約-2 dBm的輸入電平，漂移范圍約為20 dB（從冷到熱）。

RMS至直流轉換器的溫度漂移補償

如果器件溫度已知，AD8361相對較低的溫度漂移可以進一步降低。許多系統(tǒng)都集成了溫度傳感器;傳感器的輸出通常是數(shù)字化的。由于AD8361的輸出通常也是數(shù)字化的，這表明有可能對均方根至直流轉換器的讀數(shù)進行軟件校正。從校準的角度來看，在室溫下進行相同的兩點校準仍然足夠。

在大量AD8361器件的溫度漂移的器件間分布中（見圖22），兩個頻段顯示了從室溫到+85°C和-40°C的偏差。 從該圖中可以清楚地看出，器件的溫度漂移在不同器件之間相當一致。

圖22：AD8361 rms至直流轉換器，溫度漂移分布

AD8361在環(huán)境溫度（25°C）下的輸出電壓可以用下式表示：

其中，GAIN是以V/Vrms為單位的轉換增益，VOS是0 V輸入電平的外推輸出電壓.GAIN和VOS（也稱為截距和輸出參考）可以在環(huán)境范圍內使用簡單的兩點校準進行計算，即通過測量兩個特定輸入電平的輸出電壓。建議在大約 35 mV （-16 dBm） 和 250 mV （+1dBm） 下校準以獲得最大線性動態(tài)范圍。但是，可以選擇其他級別和范圍以適應應用。然后使用以下公式計算每個器件的增益和VOS：

我們還可以為 V 的理想值編寫一個表達式在對于 V 的特定值外:

這將是特定測量輸出電平的理想輸入電平，假設檢測器完全線性。

增益和 V操作系統(tǒng)隨溫度漂移。然而，V的漂移操作系統(tǒng)相對于輸出，對誤差的影響更大。但失調誤差隨著電平的增加而對整體測量誤差的影響逐漸減小（mV/dB的數(shù)量隨著輸入電平的增加而增加，就像二極管檢波器一樣）。這解釋了輸入電平漂移誤差的減小（再次參見圖21和22）。

Vos在-0°C至+43°C范圍內的平均漂移為40.25 mV/°C，在+0°C至+25°C范圍內為25.85 mV/°C4.對于不太嚴格的補償方案，可以計算整個溫度范圍內的平均漂移：

隨著V的漂移操作系統(tǒng)包括，Vout 的等式變?yōu)椋?/p>

可以重寫公式以產(chǎn)生V的溫度補償值在.

現(xiàn)在，如果我們繪制 VIN_COMP/VIN_IDEAl以dB為單位，相對于輸入電平，我們得到施加補償后傳遞函數(shù)的誤差圖（見圖23）。該圖顯示，在溫度和35 dB的動態(tài)范圍內，最壞情況誤差約為±0.25 dB。

圖23：應用誤差補償算法后的AD8361過熱誤差

審核編輯：郭婷