我們分別針對 C1=2.2nF、7.7nF 和 22nF 運行了瞬態仿真。環路控制輸入從 0V 變成了 10V，就像測量運算放大器 Aol 時的情況一樣。圖 7 是所得的輸出波形。三種情況環路都很穩定，但小于 7.7nF 時有明顯的振鈴。因此，環路為欠阻尼。電容器值高于 7.7nF 時，環路為過阻尼狀態。電容器為 22nF 時，環路在 1.0ms 內還未趨穩。它最終還是會趨穩，但會消耗更多的測試時間。

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圖 7.第 1 類補償的 TINA-TI SPICE 仿真結果。

第 2 類補償法
對于第 2 類補償，我們需要繪制出被測試器件和環路放大器的波特圖。公式 4 至 5 相同，但一個代表被測試器件，另一個代表環路放大器。

公式 4 用于被測試器件：

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在 Excel 表格中應為：= 20*LOG10($C$7/(SQRT(1+($A10/$C$6)^2)))，其中 $C$7 是被測試器件的 DC 增益，$A10 是頻率，而 $C$6 則是被測試器件的 3dB 衰減頻率。

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公式 5?適用于補償環路放大器：

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在 Excel 表格中應為：=20*LOG10($B$7/(SQRT(1+($A10/$B$6)^2)))，其中 $B$7 是環路放大器的 DC 增益，$A10 是頻率，而 $B$6 則是環路放大器的 3dB 衰減頻率。

接下來繪制這兩條增益曲線的總和圖。

最后，使用公式 6 繪制反饋網絡的曲線

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?在 Excel 表格中應為：=20*LOG10($B$7/(SQRT(1+($A10/$B$6)^2)))，其中 $B$7 是環路放大器的 DC 增益，$A10 是頻率，而 $B$6 則是環路放大器的 3dB 衰減頻率。

接下來繪制這兩條增益曲線的總和圖。

最后，使用公式 6 繪制反饋網絡的曲線：

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在 Excel 表格中，等式為：=20*LOG10($E$7/(SQRT(1+($A10/$E$6)^2)))，其中 $E$7 是增益，$A10 是頻率，而 $E$6 則是 1/(2pRFCCOMP)。

圖 8 是所得到的曲線。

代表兩個放大器之和的曲線以每十倍頻程 20dB 的逼近率與反饋曲線相交，而且是穩定的。選擇合適的 CCOMP 值，使反饋增益曲線下降并在 30dB 的位置穿過合并的放大器響應（這是兩個放大器之和），這就是臨界頻率 fC。有寬泛的補償值都可使環路保持穩定。圖 8 不僅給出了 10pF 補償電容器的曲線，其在 f1 處穿過合并曲線,而且還給出了 100pF 電容器的曲線，其在 f2 處穿過合并曲線。同樣，我們還使用 TINA-TI SPICE 顯示三個補償電容器值的效果。

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圖 8. 第 2 類補償波特圖顯示了不同電容器值的環路響應。

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圖 9 是不同補償電容器對環路趨穩時間的影響。選擇用于提供 30dB 交點頻率的電容器，可獲得臨界阻尼響應。

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圖 9.第 2 類補償的 TINA Spice 仿真結果顯示：電容器可影響趨穩時間。

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現在我們可以比較兩類補償的環路響應。當是臨界阻尼時，第 2 類補償可使電路在大約 27μs 內趨穩。這就意味著它的趨穩時間是 17μs，因為圖 9 中環路控制在 10μs 時被改變。第 1 類補償直到大約 450μs 時才穩定。第 2 類補償趨穩時間要快 26 倍。即使第 2 類補償是欠阻尼和過阻尼狀態，趨穩速度也比使用第 1 類補償快。

最后，在使用大型電阻器測量輸入偏置電流時，大電阻與被測試器件輸入電容的相互作用，會導致足夠的相移使環路不穩定。輸入偏置電流的測試電路可顯示大型電阻器的電容器。正確值通常必須通過試驗確定。別忘了在測量之前必須完全充電電容器。在測試進行過程中使用示波器監控測試環路，可確保所有測量的準確性和可重復性。