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作者：Martin Rowe — 2011 年 11 月 16 日

1979 年 1 月，《電子測(cè)試》發(fā)表了一篇文章稱，一款單個(gè)測(cè)試電路可“執(zhí)行對(duì)任何運(yùn)算放大器全面檢查所需的所有標(biāo)準(zhǔn) DC 測(cè)試”（參考資料 1）。單個(gè)測(cè)試電路在那個(gè)時(shí)候可能夠用，但今天并非如此，因?yàn)楝F(xiàn)代運(yùn)算放大器具有更全面的規(guī)范。因此，單個(gè)測(cè)試電路不再包攬所有 DC 測(cè)試。

現(xiàn)在經(jīng)常使用三種測(cè)試電路拓?fù)鋵?duì)運(yùn)算放大器 DC 參數(shù)進(jìn)行工作臺(tái)及生產(chǎn)測(cè)試。這三種拓?fù)錇?（1） 雙運(yùn)算放大器測(cè)試環(huán)路、（2） 自測(cè)試環(huán)路（有時(shí)稱故障求和點(diǎn)測(cè)試環(huán)路）和 （3） 三運(yùn)算放大器環(huán)路。您可使用這些電路測(cè)試 DC 參數(shù)，其中包括靜態(tài)電流 （IQ）、電壓失調(diào) （VOS）、電源抑制比 （PSRR）、共模抑制比 （CMRR） 以及 DC 開環(huán)增益 （AOL）。

靜態(tài)電流

靜態(tài)電流是指器件輸出電流等于零時(shí)其所消耗的電流。盡管 IQ 測(cè)試看起來相當(dāng)簡(jiǎn)單，但也必須注意確保良好的結(jié)果，尤其是在處理極高或極低 IQ 部件時(shí)。圖1是可用來測(cè)試 IQ 及其它參數(shù)的三種實(shí)用電路，其必須考慮若干負(fù)載電流情況。這包括測(cè)試環(huán)路中的反饋電流。實(shí)際上，反饋電阻器 Rf 也能給器件帶來負(fù)載，影響 IQ 測(cè)量。

圖 1.這三款電路可用來測(cè)量靜態(tài)電流 （IQ） 。

我們以測(cè)試 OPA369 運(yùn)算放大器為例來說明這些電路。該部件的最大靜態(tài)電流是每通道 1μA。最大輸入失調(diào)電壓為 750μV。圖 1 中的雙運(yùn)算放大器環(huán)路電路可為被測(cè)試器件的輸出提供 750.75mV 的電壓。這種輸入電壓可使 Rf 通過 15μA 的電流。該電流來自電源，會(huì)給任何測(cè)量增加誤差。因此在進(jìn)行 IQ 測(cè)量之前，必須采取措施確保輸出電流真的等于零。

自測(cè)試電路不是測(cè)量極低靜態(tài)電流的最高效電路，因?yàn)檩敵霰仨毺峁┓答侂娏鳌Ｔ谠搶?shí)施過程中，輸出必須根據(jù)增益后的電壓失調(diào) VOS 調(diào)整（并非易事），或者需要斷開以上原理圖中的 50Ω 電阻器，以消除反饋電流。雙放大器環(huán)路可通過增加另一個(gè)放大器來達(dá)到零輸出要求。精心選擇低輸入偏置電流環(huán)路放大器，可使輸出電流產(chǎn)生的誤差非常小。

此外，三運(yùn)算放大器環(huán)路也可幫您測(cè)量 IQ，但要注意被測(cè)量器件輸出端的 1MΩ 電阻器，這將成為一個(gè)問題，因?yàn)闊o論測(cè)量哪種參數(shù)，它總是一個(gè)寄生負(fù)載。如果測(cè)量輸出負(fù)載電流，該電阻器就代表一個(gè)附加負(fù)載。此外，還必須考慮該電阻器的噪聲問題，在 0.1Hz 至 10kHz 的頻率下 1MΩ 電阻器的噪聲為 85μVp-p。使用 100kΩ 電阻器可將噪聲降低至 27μVp-p。因此，降低電阻器值可降低噪聲，但被測(cè)量器件輸出端的寄生電阻器負(fù)載隨后會(huì)更明顯。

電壓失調(diào)

VOS 測(cè)試是測(cè)量運(yùn)算放大器大多數(shù)其它 DC 技術(shù)參數(shù)的基礎(chǔ)。因此要格外注意測(cè)試電路，以確保在測(cè)試其它參數(shù)時(shí)電路也能良好工作。如果沒有選擇好該測(cè)試配置，會(huì)影響到其它 DC 測(cè)量。

VOS 的定義方式有多種，常見方式包括：“無輸入信號(hào)或無電源電阻時(shí)提供零輸出電壓所需的差分 DC 輸入電壓”（參考資料 2），或者“在任一輸入端至接地的路徑中無其它輸入信號(hào)及電阻為零時(shí)提供零輸出電壓所需的差分 DC 輸入電壓”（參考資料 3）。另一種定義方式為“在輸入偏置電流為零時(shí)在運(yùn)算放大器輸出端提供零電壓所需的差分 DC 輸入電壓”，這是測(cè)量輸入失調(diào)電壓的理想理論方法，并不具有實(shí)踐意義，因?yàn)榱爿斎肫秒娏鞯倪\(yùn)算放大器并不存在。

根據(jù)以上定義，您既可將低輸出、高精度、高分辨率的可變電壓電源連接至運(yùn)算放大器的輸入端，也可調(diào)節(jié)輸入電壓，直到輸出電壓為零。那么輸入失調(diào)電壓就只是所應(yīng)用輸入電壓的反選。

這種方法存在兩個(gè)嚴(yán)重問題。在測(cè)試具有極高開環(huán)增益的運(yùn)算放大器時(shí)，必須確保電壓電源的分辨率小于 1 微伏才能保證獲得任意程度的可重復(fù)性。此外，還必須使用迭代接近法使輸出電壓為零。系統(tǒng)中的噪聲會(huì)耦合到電壓電源和運(yùn)算放大器中，使高速自動(dòng)化測(cè)試環(huán)境下的測(cè)量和控制幾乎無法實(shí)現(xiàn)。

圖 2. 使用該電路測(cè)量電壓失調(diào) VOS。

由于理想方法的這些問題，因此在工作臺(tái)測(cè)試環(huán)境下所選擇的常用方法是將被測(cè)試器件放在反相增益配置中，如圖2所示。這種方法的優(yōu)勢(shì)在于不僅被測(cè)試器件很穩(wěn)定，而且通常不需要額外的補(bǔ)償。

此外，測(cè)試電路可能還需要在非反相輸入與接地之間提供一個(gè) 50Ω 電阻器，以抵消輸入偏置電流。不過，對(duì)于輸入偏置電流極低的運(yùn)算放大器而言，該電阻器的唯一真正“貢獻(xiàn)”就是增加噪聲。對(duì)于 100pA 的器件來說，沒有該電阻器時(shí)附加誤差只有 0.005μV。這種抵消作用只有在偏置電流的方向和量級(jí)都相等時(shí)才起作用。

圖 2 中的電路是圖 1 中自測(cè)試求和點(diǎn)方法的簡(jiǎn)略，但沒有電阻器 R1 和 R2。該電路對(duì)大多數(shù)運(yùn)算放大器來說具備固有的穩(wěn)定性，其通常可壓倒任何潛在的不足，使之成為首選測(cè)試電路。

如果使用圖 2 中的測(cè)試電路進(jìn)行其它測(cè)試，其缺點(diǎn)就會(huì)顯現(xiàn)。例如，圖 2 中的電路會(huì)對(duì)測(cè)量 IQ 和 AOL 等其它參數(shù)產(chǎn)生影響。

這種未驅(qū)動(dòng)的電路會(huì)導(dǎo)致 VOS 誤差，誤差值等于（VOS* 閉環(huán)增益）* AOL（單位是V/V）。該誤差可能無關(guān)緊要，也可通過應(yīng)用適當(dāng)?shù)?VIN 使 VOUT 為 0.0V 來降低。

可使用以下計(jì)算公式 1 調(diào)整所需輸出的輸出端誤差補(bǔ)償公式。

VOUT = （2 * ASJ + ACL - ASJ） * VOUT（理想） （公式 1）

其中 ASJ 是求和點(diǎn)增益，ACL 是閉環(huán)增益。

通常可在測(cè)試環(huán)路中使用一個(gè)附加放大器，如圖 1 雙放大器環(huán)路所示。這種配置最接近 VOS 定義的要求。被測(cè)試器件的輸出保持在環(huán)路放大器至接地的 VOS 之內(nèi)。如果環(huán)路放大器支持 VOS 調(diào)節(jié)，或者您可通過控制非反相輸入來消除失調(diào)，就可以不管環(huán)路放大器的失調(diào)。通過這種方法，您就可使被測(cè)試器件的輸出為零。在 VOUT 端測(cè)得的電壓為 1001*VOS。除非有負(fù)載連接至被測(cè)試器件的輸出端，否則該輸出必須只提供環(huán)路放大器輸入偏置電流。在測(cè)量靜態(tài)電流時(shí)，這對(duì)于低 IQ 部件而言是個(gè)重要的注意事項(xiàng)。在前面的兩款電路中，被測(cè)試器件必須將反饋電流提供給 Rf。

通過將環(huán)路放大器的非反相輸入連接至可編程電壓電源，便可測(cè)量運(yùn)算放大器的其它性能參數(shù)，例如 AOL、輸出擺幅和 CMRR。由于環(huán)路控制電壓是變化的，因此被測(cè)試器件的輸出會(huì)嘗試與控制電壓匹配。

注意，雙放大器環(huán)路有以下缺點(diǎn)：

比自測(cè)試電路更復(fù)雜；

需要環(huán)路補(bǔ)償，因?yàn)殡娐繁旧聿⒉环€(wěn)定；

只能在環(huán)路放大器的共模范圍內(nèi)控制被測(cè)試器件的輸出。

如果環(huán)路未得到適當(dāng)補(bǔ)償，電路就會(huì)振蕩。您可通過與 Rf 并聯(lián)一個(gè)適當(dāng)?shù)?a target="_blank">電容器來穩(wěn)定環(huán)路。為環(huán)路放大器布置適當(dāng)?shù)?RC 組合也能穩(wěn)定環(huán)路。我們將在以后的文章中探討該環(huán)路補(bǔ)償問題。

雙放大器環(huán)路測(cè)試法的一種變化形式為三放大器環(huán)路，其可通過電流引導(dǎo)實(shí)現(xiàn)對(duì)被測(cè)試器件輸出電壓的控制。該環(huán)路的補(bǔ)償可通過第二個(gè)環(huán)路放大器的 RC 組合進(jìn)行設(shè)置。與在雙運(yùn)算放大器電路中一樣，被測(cè)試器件的電壓失調(diào)也是在 VOUT 端測(cè)量，而且 VOUT 是電壓失調(diào)的 1001 倍。該電路拓?fù)淇山鉀Q前一種電路的被測(cè)試器件輸出擺幅限制問題。如果需要更大的輸出擺幅，可以減小與環(huán)路控制電壓串聯(lián)的電阻器。

注意，三放大器環(huán)路存在如下缺點(diǎn)：

比其它電路更復(fù)雜；

需要環(huán)路補(bǔ)償，因?yàn)殡娐繁旧聿环€(wěn)定；

被測(cè)試器件的輸出總是具有 1MΩ 的最小負(fù)載。

電源抑制比

PSRR 是電源電壓變化絕對(duì)值與運(yùn)算放大器輸入失調(diào)電壓變化的比值。簡(jiǎn)單來說，就是運(yùn)算放大器在特定范圍內(nèi)抑制電源電壓變化的能力。由于需要失調(diào)電壓來完成該測(cè)量，因此您可使用現(xiàn)有技術(shù)來測(cè)量 VOS。圖 1 中的三種測(cè)試環(huán)路都可用來完成 PSRR 測(cè)量。方法是將電源 +VS 和 -VS 設(shè)置為被測(cè)試器件的最低電源電壓，并測(cè)量 1001*VOS。接下來，將電源電壓設(shè)置為被測(cè)試器件的最大電壓，然后再次測(cè)量 1001*VOS。公式 2 和公式 3 是 PSRR 的計(jì)算方法。

公式 2

公式 3

在使用這種方法時(shí)，有些運(yùn)算放大器需要考慮其它因素。這些運(yùn)算放大器有足夠低的工作電壓，電源的中間點(diǎn)（零共模電壓）可超過低電源配置運(yùn)算放大器所允許的最大共模電壓。有些軌至軌輸入器件有多個(gè)輸入級(jí)，可在這種條件下平穩(wěn)工作，但它們會(huì)轉(zhuǎn)換至不同的輸入級(jí)，導(dǎo)致 PSRR 計(jì)算誤差。在這兩種放大器中，固定共模電壓可防止共模飽和或輸入級(jí)轉(zhuǎn)換。為 PSRR 測(cè)試的這兩種測(cè)量方法保持恒定共模電壓，會(huì)產(chǎn)生一個(gè)可在 PSRR 計(jì)算過程中抵消的錯(cuò)誤。這些器件所需的實(shí)際共模電壓將根據(jù)放大器輸入級(jí)的拓?fù)渥兓兓?/p>

共模抑制比

CMRR 是差分電壓增益與共模電壓增益之比，也就是運(yùn)算放大器在特定范圍內(nèi)抑制共模電壓的能力。由于需求失調(diào)電壓來完成該測(cè)量，因此您可使用現(xiàn)有 VOS 測(cè)量技術(shù)來測(cè)量 CMRR。

圖 3. 該雙放大器環(huán)路可幫助您測(cè)量運(yùn)算放大器的 CMRR。

在該測(cè)試過程中，需要改變輸入共模電壓并測(cè)量運(yùn)算放大器 VOS 的變化。最顯而易見的方法是向被測(cè)試器件的非反相輸入端應(yīng)用共模電壓。該方法需要測(cè)量系統(tǒng)以所應(yīng)用的共模電壓為參考。圖3是雙放大器環(huán)路的測(cè)試設(shè)置。

如果您希望完成相關(guān)接地的所有測(cè)量，應(yīng)將非反相輸入連接至接地，并以跟蹤方式正向或負(fù)向移動(dòng)電源，以向放大器應(yīng)用有效共模電壓。必須使輸出處于電源的中間點(diǎn)，才能消除影響 CMRR 測(cè)量的 AOL 誤差。公式 4 和公式 5 是 CMRR 的計(jì)算方法。

公式4

公式 5

DC 開環(huán)增益

AOL 是輸出電壓與差分輸入電壓之比。該測(cè)量需要測(cè)量多個(gè)點(diǎn)的輸入失調(diào)電壓并計(jì)算 AOL。

測(cè)量 AOL 時(shí)需要了解一下被測(cè)量運(yùn)算放大器的輸出行為。理想情況下，運(yùn)算放大器可能一直擺動(dòng)至兩個(gè)電源軌。實(shí)際并非如此。AOL 在給定負(fù)載下與電軌有一定的距離。

假設(shè)輸出可從 VOUT（正）擺動(dòng)至 VOUT（負(fù)）。如果使輸出達(dá)到 VOUT（正），被測(cè)試器件輸入端的電壓就將為 VOS + VIN（正）。需要額外的電壓 VIN（正）將輸出驅(qū)動(dòng)到 VOUT（正）。相反，如果使輸出達(dá)到 VOUT（負(fù)），被測(cè)試器件輸入端的電壓就將變?yōu)?VOS + VIN（負(fù)）。您需要測(cè)量輸入端的這種變化，以實(shí)現(xiàn)所需的滿量程輸出。

使用圖1測(cè)量 AOL 的方法是：

1. 將適當(dāng)負(fù)載連接至被測(cè)試器件；

2. 根據(jù)正向擺幅的產(chǎn)品說明書規(guī)范，利用 VIN 強(qiáng)制設(shè)置 VOUT（正）；

3. 測(cè)量 V（1），即 1001*（VOS + VIN（正））

4. 然后根據(jù)負(fù)向擺幅的產(chǎn)品說明書規(guī)范，利用 VIN 強(qiáng)制設(shè)置 VOUT（負(fù)）；

5. 測(cè)量 V（2），即 1001 *（VOS + VIN（負(fù)））

6. 計(jì)算：

7. 用測(cè)量值替代 VIN（正）和 VIN（負(fù)）。

8. 請(qǐng)注意，公式中沒有了 VOS。

在以后的文章中，我們將介紹設(shè)計(jì)和測(cè)試運(yùn)算放大器時(shí)需要關(guān)注的輸入偏置電流測(cè)試情況和誤差源。我們將提供一款測(cè)試電路，您可用它來整合自測(cè)試電路與雙放大器環(huán)路，充分發(fā)揮這兩種測(cè)試方法的優(yōu)勢(shì)。第三篇文章將介紹補(bǔ)償問題，因?yàn)槿绻麤]有適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償，雙放大器環(huán)路就會(huì)發(fā)生振蕩。《測(cè)量測(cè)試世界》

參考資料

Lewis， Don，《測(cè)試運(yùn)算放大器》，摘自《電子測(cè)試》1979 年 1 月刊第 76 頁至 82 頁；

Graeme， Jerald G.、Tobey， Gene E.和 Huelsman， Lawrence P.，《運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)與應(yīng)用》，McGraw Hill Book Company，紐約，1971 年第 454 頁；

Wait， John V.、Huelsman， Lawrence P.和 Korn， Granino A.《運(yùn)算放大器理論與應(yīng)用介紹》，McGraw Hill Book Company，紐約，1975 年第 101 頁。

其它文獻(xiàn)

美國國家半導(dǎo)體公司在其《Linear Edge》雜志上發(fā)表了《運(yùn)算放大器的測(cè)試方法》（Christensen， John 的《運(yùn)算放大器測(cè)試電路》刊登在《Linear Edge》第 7期（1993 年夏季）第 14-16 頁；Christensen， John 的《運(yùn)算放大器測(cè)試電路 — 第 2 部分》刊登在《Linear Edge》第 8 期（1994 年冬季）第 15-19 頁）。

David R. Baum是德州儀器 （TI） 的一名模擬 IC 設(shè)計(jì)工程師，負(fù)責(zé)開發(fā)用于 LCD 和 AMOLED 電視的產(chǎn)品設(shè)計(jì)。David 擁有超過 27 年的豐富模擬設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)和至少 7 項(xiàng)專利。他畢業(yè)于位于亞利桑那州圖森市的亞利桑那大學(xué)，以優(yōu)異的成績(jī)獲得電子工程學(xué)士學(xué)位、MBA 以及德國文學(xué)碩士學(xué)位。郵件地址：ti_davidbaum@list.ti.com。

Daryl Hiser是 TI 高精度運(yùn)算放大器產(chǎn)品部的高級(jí)測(cè)試工程師，負(fù)責(zé)制定和執(zhí)行新產(chǎn)品的測(cè)試與特性描述方案，擁有兩項(xiàng)專利。他畢業(yè)于位于亞利桑那州 Flagstaff 市的北亞利桑那大學(xué)，獲動(dòng)物學(xué)理學(xué)學(xué)士學(xué)位。郵件地址：ti_darylhiser@list.ti.com。

原文鏈接：

http://www.edn.com/design/test-and-measurement/4389306/The-basics-of-testing-op-amps-part-1--br--Circuits-test-key-op-amp-parameters

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