這里給出一種利用MCU自帶ADC和DAC，并結(jié)合運放、電容、電阻等元件搭建外圍硬件電路，實現(xiàn)10～20位測量精度可調(diào)的ADC的方法。

　　1 高精度ADC設計原理

　　輸入電壓經(jīng)過電阻分壓產(chǎn)生電壓U入，送入由運放和電阻組成的減法運算電路的同相端，分壓的原因是輸入電壓最大值大于運放的最大輸入電壓。MCU的DAC輸出經(jīng)過同相比例運算電路放大之后產(chǎn)生與U入相近的電壓U近，送入減法電路的反相端。同相比例運算電路的作用是擴大DAC的輸出電壓范圍，使U入和U近的最大值近似相等。經(jīng)過減法運算電路之后的電壓差值U差經(jīng)過箝位電路送入MCU的ADC，通過讀ADC寄存器的值可得U差的值。箝位電路是防止ADC的輸入電壓超過量程，而導致燒毀MCU。

　　在測量時，由軟件控制改變DAC寄存器的值，從而改變DAC輸出電壓值，使U差的電壓值在量程范圍(0～3 V)之內(nèi)。此時通過讀DAC和ADC的寄存器的值，可得DAC輸出電壓與送入ADC的電壓U差的值。根據(jù)DAC的輸出電壓和同相比例運算電路公式可得U近電壓值，根據(jù)減法電路公式、U差和U近的值可得輸入電壓值。

　　系統(tǒng)硬件框圖如圖1所示。

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　　2 系統(tǒng)硬件設計

　　圖2為實現(xiàn)17位ADC原理圖。U101、R100、R101、R102、R103組成減法電路，U102、R108、R109、R116組成同相比例運算電路。VD100

　　組成箝位電路。VR是由基準電壓源產(chǎn)生的3 V的基準電壓。R117和R118組成分壓電路，在R118上的電壓為45 mV可抵消運放的零漂。ADO是MCU的ADC通道0的輸入端。

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　　圖2所示的電路雖然只是實現(xiàn)17位ADC，但通過修改幾個特定的電阻阻值就可實現(xiàn)調(diào)節(jié)測量輸入電壓范圍和ADC測量分辨率。通過修改同相比例運算電路中R109與R116比例值，可實現(xiàn)調(diào)節(jié)輸入電壓的測量范圍;通過修改減法電路中的R103與R100比例值，可實現(xiàn)調(diào)節(jié)ADC的分辨率。下面結(jié)合實現(xiàn)17位ADC硬件設計電路圖，具體說明如何實現(xiàn)17位高精度ADC、調(diào)節(jié)測量輸入電壓范圍和實現(xiàn)10～20位精度可調(diào)的ADC。

　　2.1 17位ADC的實琨過程

　　對于一個n位的ADC，其分辨率為可測量最大輸入電壓值與2n的比值。因此，此電路圖可實現(xiàn)的ADC的位數(shù)可以通過輸入電壓的最大值和分辨率計算得出。

　　1)計算輸入電壓測量范圍的方法 由圖2可知，ADC的輸入電壓計算公式如下：

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　　式中，VIN是輸入電壓，VDAOUT是當ADC的輸入電壓處于量程范圍之內(nèi)時DAC電壓，VDAO是ADC輸入電壓。

　　由式(2)可知，當DAC的輸出電壓和ADC的輸入電壓剛好達到最大值3 V時，輸入電壓為59.1 V，此電壓值為系統(tǒng)可測量的最大輸入電壓值。由此可見輸入電壓的測量范圍是0～59.1 V。

　　2)ADC分辨率的計算方法 當DAC的輸出為零時，即VDAOUT=0時，由式(2)可知輸入電壓VIN與VADO的電壓的關(guān)系為：

　　VIN=VADO/10。MCU的ADC位數(shù)是1O位、最大輸入電壓是3 V。因此，ADC分辨率為0.292 mV。

　　3)實現(xiàn)17位ADC根據(jù)輸入電壓最大值與ADC分辨率的比值計算出此電路圖實現(xiàn)的ADC的位數(shù)。由59.1/(0.292x10-3)=202 397=217.6，可以看出此電路實現(xiàn)了17位的ADC。

　　2.2 調(diào)節(jié)測量輸入電壓范圍的方法

　　因為VADO和VDAOUT的最大值都是3 V，由式(2)可知，可測量的最大輸入電壓值是由R100、R103、R116、R109決定的。改變R100與R103的比值會影響ADC的測量精度，因此，調(diào)節(jié)測量輸入電壓范圍主要是通過調(diào)節(jié)R116與R109的比值。由式(2)容易看出，當R116增加時，測量電壓輸入范圍增加，R109增加時測量電壓輸入范圍減小。

　　2.3 實現(xiàn)10～20位精度可調(diào)ADC的方法

　　由17位ADC的實現(xiàn)過程可知，此電路實現(xiàn)ADC的位數(shù)是由測量輸入電壓最大值和ADC的分辨率決定的。所以在改變ADC的位數(shù)時，要通過改變測量輸入電壓范圍或者ADC分辨率。但是，系統(tǒng)測量輸入電壓范圍是固定的。因此，可通過改變ADC分辨率實現(xiàn)ADC的位數(shù)改變。

　　1)調(diào)節(jié)ADC分辨率的方法當DAC的輸出電壓為零時，將式(2)化簡為式(3)：

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　　由式(3)可知，當MCU的ADC變化一個電壓刻度值時，VIN變化6R100/R103。ADC位數(shù)是10位、最大輸入電壓是3 V。因此，ADO分辨率為3 V/1 024=2.92 mV，ADC的分辨率為2.92x10-3x6R100/R103。由此可見，R100增加時，分辨率下降;R103增加時，分辨率提高。

　　2)實現(xiàn)10～20位精度可調(diào)ADC通過可測量的輸入電壓最大值與要實現(xiàn)的ADC的位數(shù)可計算出ADC的分辨率，再通過式(3)可求出R100與R103的比例關(guān)系。按照R100與R103的比例關(guān)系修改其阻值，即可實現(xiàn)要得到的ADC的位數(shù)。例如將本系統(tǒng)修改為20位ADC，則ADC測量精度應該為59.1 V/220=0.056 mV。由式(3)可知0.056=6x0.292xR100/R103，所以修改R103與R100的比值為312.8，即可以實現(xiàn)20位的ADC。通過此方法可實現(xiàn)10～20位精度可調(diào)的ADC。

　　2.4 硬件設計說明

　　U100是由運放OPA177F組成的電壓跟隨器，具有輸入阻抗高，輸出阻抗低的特點，在本系統(tǒng)中的作用是實現(xiàn)匹配U101的輸入電阻和提高對輸入電壓分壓的精確度。R101和R100第二級減法運算電路的輸入匹配電阻，其阻值不宜小于10 kΩ，太小會影響ADC的測量精度。R104為限流電阻，防止電流超過VD100的最大額定電流。

　　R117和R118組成分壓電路，在R118上的電壓為45 mv，可抵消運放的零漂。若不加此分壓電路且DAC輸出為零時，經(jīng)過實際測量TP102點的電壓約為120 mV，這是由運放的零漂造成的，會影響ADC的測量精度。在每一個運放輸入端添加了0.1 μF的電容，去除高頻信號，提高輸入信號的穩(wěn)定性。

　　3 系統(tǒng)軟件設計

　　軟件部分主要功能是對輸入電壓的測量。因為硬件設計中，運放和電阻本身的參數(shù)存在誤差，所以它們組成的放大電路的放大倍數(shù)存在誤差，從而造成ADC測量產(chǎn)生誤差。因此，傳統(tǒng)方法直接利用它們組成的放大電路的計算公式(式(2))計算出的輸入電壓值誤差比較大，電壓跳動明顯。因此，在系統(tǒng)第一次測量輸入電壓前，首先通過軟件設計建立輸入電壓校正表校正的方法實現(xiàn)減小誤差。

　　校正表是在第一次測量之前建立的數(shù)據(jù)表，作用是通過此表觀察輸入電壓值與測量值之間滿足何種曲線關(guān)系。在測量輸入電壓時，通過得到的曲線關(guān)系選擇拉格朗日插值算法，并將測量的值代入選擇的拉格朗日插值公式，計算出較為精確的輸入電壓值。