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下一代建筑和裝飾照明通過適當組合紅、綠、藍LED的輸出能夠獲得更全面的色彩。在這種高亮度、多LED串聯(lián)的應用中，典型導通壓降可能達到22V至36V，吸收電流為1A至2A。圖1所示LED驅動器能夠為多個LED串聯(lián)的模塊提供2A的驅動電流，正向導通電壓可以達到36V。該電路僅驅動RGB LED的一種顏色，驅動三種顏色需要三路這樣的驅動器。由于LED產(chǎn)生的光強與其導通電流并非線性關系，選擇通過PWM(而非LED電流幅度)控制亮度等級，每個LED由脈沖調制的固定電流控制燈光亮度。IC控制器利用平均電流模式提供LED驅動，需要最少的外部元件。

工作原理

為了高效提供電流驅動，LED驅動器采用連續(xù)導通模式(CCM)的boost拓撲，利用平均電流模式控制輸入電壓的升壓轉換，為LED負載提供恒流驅動。單一芯片(MAX16821B)工作在300kHz，控制boost轉換器工作。由于boost轉換器拓撲在轉換器輸入和輸出之間提供了一個直接通道，必須確保串聯(lián)LED的最小導通電壓大于輸入電源電壓的最大值。LED負載通過MOSFET (Q1)和檢流電阻(R13)跨接在boost轉換器的輸出端，PWM ON期間Q1接通LED電流，PWM OFF期間則斷開電流通道。檢測R13兩端的電壓(代表通過LED的電流)時，IC可以抑制共模噪聲并在DIFF引腳提供以地為參考的輸出，增益為6V/V。檢流放大器輸出信號與內部電壓誤差放大器的0.6V基準相比較，差分檢流放大器的6V/V增益能夠使電流檢測的參考點從0.6V降至0.1V，即在額定負載電流下R13的壓差只有0.1V，有助于提高效率。該boost轉換器采用平均電流控制模式，通過兩個反饋環(huán)路控制LED電流。外環(huán)路檢測LED電流，并將其與基準電壓相比較，在EAOUT (第17引腳)產(chǎn)生放大后的誤差信號。內環(huán)路檢測誤差放大器的電壓輸出，相應地控制流過電感(L1)的電流。誤差放大器輸出還決定了以R13設置的電流驅動LED時所需要的電感電流，LED額定電流在R13產(chǎn)生的壓降為0.1V。
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第二個檢流電阻(R15)用于設置電感返回通道的電流。U2內部的差分電流檢測放大器提供34.5V/V增益。電流誤差放大器將該輸出電壓與電壓誤差放大器的輸出進行對比，產(chǎn)生內部平均電流控制環(huán)路的誤差信號。這一放大后的誤差信號與內部振蕩器斜波進行比較，最終產(chǎn)生PWM信號(在DL第3引腳)用于驅動MOSFET Q2。電流誤差放大器的高增益使得電路能夠根據(jù)電壓環(huán)路的要求產(chǎn)生平均電感電流(在所允許的限制范圍內)，保持非常低的誤差。在指定的輸入電源電壓和LED正向導通電壓(忽略開關、二極管、檢流電阻等元件的壓差)下，boost轉換器的CCM工作模式?jīng)Q定了PWM開關的占空比，固定占空比與所要求的LED電流相對應，由此確定所需要的電感電流。電壓環(huán)路控制電流環(huán)路產(chǎn)生這一平均電感電流，從而提供所需的LED電流。兩個控制環(huán)路都應提供獨立補償，以確保穩(wěn)定工作。

轉換器設計

轉換器參數(shù)要求如下：

● 輸入電壓范圍：9V至15V

● 最大LED正向導通電壓：33V

● LED電流：2A

● 開關頻率：300kHz(頻率較低時會提高濾波成本，頻率較高時則會降低效率、提高EMI。根據(jù)這些因素，將開關頻率優(yōu)化在300kHz)。

利用下式計算Q2的ON占空比：?

式中VLEDMAX為LED的最大導通電壓(應該包括MOSFET Q1的壓降和檢流電阻R13的壓降)，VD是整流二極管D1兩端的電壓，VINMIN是最小輸入電壓，VFET為ON期間MOSFET Q2的平均電壓。該電路中：DMAX = 0.74。
選擇電感(L1)時，必須考慮其電感量和額定峰值電流，利用下式計算最大平均電感電流 (ILAVG)：?

確定電感峰值電流(ILPEAK)時，須注意流過電感的紋波電流，與電感值和開關頻率有關。假設電感電流的最大峰峰值紋波(ILPP)為20%。由于ILPP為平均電感電流ILAVG的20%，則：



上式中代入已知參數(shù)，得到：ILAVG = 7.7A、ILPEAK = 9.24A。

接下來計算最小電感值LMIN，電感電流紋波設置在最大值：



式中FSW為開關頻率。

將已知參數(shù)代入上式，可得：ILMIN=7.05mH。電感值增加20%容限，可選擇10mH標準電感。

電阻R15檢測通過電感的平均電流，在R15上產(chǎn)生25.7mV(最小值)壓差的電流是平均電流控制環(huán)路所允許的最大電感電流。借助該項功能，能夠在過載情況下保護外部器件，通過鉗制作用在電流誤差放大器的基準電壓的最大值實現(xiàn)這一保護功能。選擇R15應確保其流過最大電感電流時電阻兩端的電壓低于25.7mV。該應用中，正常工作時R15兩端的最大電壓為24mV。可以利用公式：計算R15，在式中代入已知參數(shù)，可得：R15=3.11mW，實際電路選擇3mW電阻。

濾波電容

利用公式計算輸出電容COUT (C6、C7、C8和C9并聯(lián))，式中，VLEDPP為boost輸出電壓的峰峰值。該峰峰值結合LED在額定電流下的動態(tài)電阻、決定了LED的紋波電流。為保持色度和LED的使用壽命，LED的紋波電流應該保持在平均電流的10%以內。上式中代入已知參數(shù)，得到：COUT=17mF，電路中各電容近似選擇為4.7mF、50V陶瓷電容。利用公式計算輸入電容CIN (C3、C4、C5并聯(lián))，式中VINPP是輸入電壓紋波的峰峰值，本應用中取值為輸入電壓的0.4%。將已知參數(shù)代入等式，可得：CIN = 22.3mF，近似用三個10mF、25V陶瓷電容(L1左側)替代。

反饋補償

平均電流控制環(huán)路

為確保平均電流控制環(huán)路的穩(wěn)定性，電流誤差放大器的增益應該限定在某一數(shù)值以內(頻率接近開關頻率)。理由是：Q2處于OFF期間，通過R15測得的電流不斷衰減，在此期間為負斜率變化。負斜率信號放大后作用到誤差放大器的輸入，經(jīng)過電流誤差放大器再次放大，最終轉換成正斜率信號作用在PWM比較器輸入。為了保證電流環(huán)路穩(wěn)定，這個正斜率信號不能超過作用在PWM比較器另一輸入端的三角波信號的正斜率。這一條件限定了信號到達PWM比較器之前電感電流的總增益(開關頻率處)。低頻總增益可以更高一些，允許平均電感電流精確建立在所設定的穩(wěn)態(tài)值。

從IC(U2)架構可以看出，通過控制電流誤差放大器的增益級可滿足穩(wěn)定性要求。利用下式可以計算開關頻率處的最大增益，確保放大器環(huán)路穩(wěn)定：



式中VRPP為內部紋波的峰峰值(2V)，L為L1電感值，AVCSA為電流檢測放大器的差分增益(34.5V/V)。將已知參數(shù)代入公式可得：ACEA=1.75V/V。內部電流誤差放大器為跨導放大器，增益為550mS (550mA/V)。電阻R10連接到誤差放大器輸出CLP (第16引腳)，控制電流誤差放大器在開關頻率處的增益。電阻R10為：



代入已知參數(shù)，可得：R10= 3.18kW。應用中采用3.16kW標準電阻。

如果R10接GND，頻率低于3dB截止頻率時，電流誤差放大器的增益為1.75V/V。為保證環(huán)路穩(wěn)定，要求在接近開關頻率時總增益為1.75V/V。較低頻率下即使具有較高增益，也不會放大線性衰減的電感電流，電感電流紋波不存在低頻分量。電流誤差放大器傳輸函數(shù)中引入一個零點，將使電流環(huán)路增益在零點頻率以上變得平坦(1.75V/V)，并在零點頻率以下增益明顯提升。零點頻率由C11和R10決定，本應用中最佳零點頻率為開關頻率的1/12，能夠快速地將平均電感電流建立在設定值。為了在1/12開關頻率處放置一個零點，按照下式計算



。 代入已知參數(shù)，得到：C11=1.99nF，選擇2.2nF標準電感。

C10在開關頻率處引入高頻極點，抑制開關操作引入的各種噪聲：。代入已知參數(shù)，得到：C10=152pF，可選擇180pF標準電感。

電壓控制環(huán)路

通過反饋環(huán)路保持R13兩端的電壓固定，最終得到固定的LED電流。根據(jù)LED電流和開關占空比產(chǎn)生一個固定值，電壓控制環(huán)路為電流控制環(huán)路產(chǎn)生一個輸入基準，用于設置電感的平均電流。比較R13兩端的壓降和100mV基準，電壓誤差放大器對這一差值進行放大，產(chǎn)生一個與所要求的電感平均電流相對應的基準電壓，利用下式計算基于LED電流的R13電阻值：，式中，ILED為LED電流(本應用中為2A)，0.1V是電壓控制環(huán)路的反饋基準。代入已知參數(shù)，得到：R13=0.05W。電阻額定功率應該高于ILED2×R13。

　由于boost轉換器工作在連續(xù)導通模式，電源電路傳輸函數(shù)存在一個右半平面(RHP)零點。該零點提供20dB/十倍頻程的增益和90度的相位滯后，很難補償。最簡單的方法是在低于RHP零點頻率處抵消該零點，將環(huán)路增益降至0dB(利用-20dB/十倍頻程)。對于boost轉換器，下式給出了最差工作條件下的RHP零點頻率(FZRHP)：，代入已知參數(shù)，可以得到：FZRHP=17.7kHz。

平均電流控制環(huán)路將電感和輸出電容COUT構成的雙極點、2階系統(tǒng)轉換成1階系統(tǒng)，1階系統(tǒng)的單個極點由輸出濾波電容和輸出負載電阻決定。輸出濾波電容和輸出負載動態(tài)電阻構成的極點頻率由下式計算：，，式中，RLD是LED負載的動態(tài)電阻(本應用中所使用的LED電阻為4.5W)。代入已知參數(shù)后，可得：FP2=1.88kHz。電壓誤差放大器的輸出到差分電壓放大器輸出的電壓控制環(huán)路直流增益(最大占空比時)由下式計算，：，式中6V/V是圖1中U2內部差分電壓放大器的增益，代入已知參數(shù)，可得：GP=0.75V/V。

為了補償電壓控制環(huán)路(使環(huán)路保持穩(wěn)定并具有足夠的相位裕量)，環(huán)路單位增益的頻率(FC)應該低于RHP零點頻率的1/5。本應用中，為了獲得較好的相位裕量，單位增益頻率選擇RHP零點頻率的1/10：，代入已知參數(shù)，可得：FC=1.77kHz。電壓誤差放大器傳輸函數(shù)具有一個主極點(FP1)和一個零點(FZ1)，用于補償輸出極點FP2和高頻極點(FP3)。補償零點(FZ1)放置在輸出極點頻率，利用下式計算電壓誤差放大器的增益(FZ1處)，總環(huán)路增益在FC頻點的增益為0dB：，代入已知參數(shù)，得到：AEA1=1.25V/V。電阻R14和R12決定增益AEA1：。將R12任意設置在2.2kW，得到：R14 = 2.75kW

C14和R14決定補償零點頻率FZ1，按照下式計算C14：，代入已知參數(shù)，得到：C14=30.8nF，實際應用可

以選擇100nF電容。選擇較大的電容有助于改善PWM性能，在PWM OFF期間通過斷開Q3可以保持C14上的電荷。C12將高頻極點(FP3)置于開關頻率的一半，按照下式計算C12：，代入已知參數(shù)后可得：C12 = 386pF，選擇470pF標準電容。

　PWM調光和LED保護

LED通過連接在PWMDIM輸入端的低頻PWM信號調節(jié)亮度(外部信號作用在圖1電路)，PWM信號幅度范圍：3V至10V，頻率可達2kHz。電路中，外部MOSFET (Q1)與LED串聯(lián)能夠快速接通、切斷LED電流。PWM ON期間，Q1導通;PWM OFF期間Q1斷開。LED關閉時，U3將CLP拉低，禁止PWM開關工作，關閉Q2。

小信號MOSFET Q3用于完成一個重要功能，PWM調光時可直接影響LED電流控制環(huán)路的響應時間。PWM OFF期間處于斷開狀態(tài)，阻斷C12/C14通路使其在OFF周期內保持電荷量不變;PWM返回ON狀態(tài)時，電壓誤差放大器的輸出可以立即達到前期的穩(wěn)態(tài)值，幾乎在LED導通的同時建立LED電流。通用運算放大器(U1)能夠在LED溫度達到85℃時阻止電流的流通，為LED提供保護。利用EPCOS NTC電阻檢測溫度，將其安裝在LED板，假設25℃時對應的阻值為10kW，運算放大器的輸出控制U2的EN輸入，當溫度達到85℃時關閉LED，溫度降至75℃時恢復LED導通。

如果沒有過壓保護，LED開路時升壓轉換器可能使電壓上升到不安全的水平。圖1所示電路能夠在輸出電壓上升到33.5V時關閉轉換器。當U2的OVI輸入超過1.276V (電阻R5/R7電阻分壓器設置的門限，對應于33.5V過壓門限)時，關閉PWM開關，提供系統(tǒng)保護。為了保持過壓門限精度，R7選擇25kW電阻。利用下式計算過壓門限對應的R5：

，式中VOVT為所要求的門限。