對CDMA手機頻率合成器的各關鍵部分進行分析，提出了設計方案。
??? 關鍵詞：CDMA手機，射頻前端，頻率合成器，相位噪聲
　　
1引言
　　隨著移動通信技術的發展，CDMA作為新一代的工作制式正得到廣泛的應用和研究，中國聯通已初步在全國范圍內建立了CDMA的網絡。CDMA手機的研制開發成為國內外各大手機廠商的熱點。頻率合成器在CDMA手機射頻部分起著心臟的作用。在CDMA移動臺規范標準IS－98C中，要求頻率間隔為30kHz，這就使得頻率合成器具有很大的分頻比，可達30000以上，要滿足在分頻比很大情況下的帶內相位噪聲要求就成為需要解決的問題。另外，還要考慮高階環路的設計、鎖定時間和電路簡單性等問題。本文針對這一課題進行分析與設計，提出了解決方案，得到了較好的結果。
2CDMA手機頻率合成器指標要求及分析
　　CDMA手機頻率合成器指標要求如下：輸出頻率范圍954．42～979．35MHz；頻率增量30kHz；輸出功率范圍－6～0dBm；相位噪聲－136dBc／Hz＠900kHz；轉換時間4ms。
2．1　鎖相環頻率合成器的原理及噪聲的來源
　　頻率合成器的組成如圖1所示。在鎖相環路的反饋支路中插入一個可變數字分頻器。環路輸入信號是一個高穩定度的參考源經Rref次分頻后，頻率為fr的脈沖信號。它與壓控振蕩器的輸出經N次分頻后得到頻率為fN的脈沖信號，在鑒相器進行相位比較。當環路鎖定時，壓控振蕩器輸出頻率fo＝Nfr，改變分頻比N，就可以改變輸出頻率。任何頻率源的輸出頻譜都不可能是完全純凈的，或多或少都伴隨有隨機性的相位噪聲和周期性的雜散干擾。前者呈現為連續的頻譜，用功率譜密度表示；后者為集中的線譜。噪聲的來源分為兩大類：一類是輸入噪聲與干擾；另一類是內部噪聲與干擾。這些噪聲和干擾會使環路產生輸出相位噪聲，使輸出信號頻譜不純，頻率穩定度變差。 2．2　數字式單環鎖相頻率合成器的雜散輸出分析
?? （1）環路對雜散干擾的濾除能力
　　按雜散干擾作用于環路的不同位置，可將干擾分為三類。
　　第一類干擾：作用于鑒相器的輸入端，即參考晶振的諧波干擾。環路對第一類干擾的濾波能力H1
（jΩ）為：
?
式中：N為可變分頻器分頻比；Kd為鑒相器鑒相增益；Ko為VCO壓控靈敏度；
　　H（jΩ）為環路閉環傳遞函數；F（jΩ）為環路濾波器傳遞函數；Ω為基帶角頻率。
　　第二類干擾：作用于鑒相器的輸出端，主要是鑒相器的紋波干擾。環路對第二類干擾的濾波能力H2（jΩ）為：

　　第三類干擾：作用于壓控振蕩器的輸入端，凡能進入壓控控制線的干擾均屬此類。環路對第三類干擾的濾波能力為：
?
綜上所述，環路對第一、二類干擾呈現低通濾波特性，而對第三類干擾呈現帶通濾波特性。欲降低第一、二類干擾的影響則環路帶寬越窄越好，但對Ω?ωn的第三類干擾則環路帶寬大些為好。這顯然給環路帶寬的選擇帶來了矛盾，必須針對具體的干擾來源合理選擇環路參數才能使環路對干擾具有優良的濾波能力。
?? （2）減小寄生雜散干擾輸出的方法
　　寄生雜散干擾主要是鑒相器的紋波干擾。當環路鎖定時鑒相器的輸出電壓或電流實際上并非理想的直流電壓或電流，多少存在一些有害的交流成分，這些有害成分一般為鑒相頻率的基波和諧波，習慣上稱為紋波。若環路對此紋波抑制不力，紋波就會對壓控振蕩器進行調頻，使輸出產生寄生雜散干擾邊帶。此紋波電壓出現在鑒相器的輸出端，屬于第二類干擾。根據（1）式和調制理論可推得環路的邊帶紋波抑制比為：
?
式中：N為可變分頻器分頻比；ΔV為鑒相器輸出紋波的幅度，由所用PLLIC決定；τ為鑒相器輸出紋波的脈寬，由所用PLLIC決定；Kd為鑒相器鑒相增益，由所用PLLIC決定；ξ為環路的阻尼系數；ωn為環路的自然諧振角頻率；為了減小VCO由于紋波電壓造成的寄生邊帶，除了設計時要注意減小N外，只有減小ωn或ξ。然而ωn也不能太小，它受到環路鎖定捕捉時間的限制。要進一步對紋波進行濾除，需在環路中加入輔助濾波器。增加一級RC輔助低通濾波器帶來的邊帶紋波抑制比改善為：　　
???? R′＝20lg（ωc／ωr）???????? （5）
式中：ωc為RC低通的截止角頻率；ωr為環路的鑒相角頻率；為了不影響原二階環各項性能，要求：ωc≥5ωn；ξ的值也不是越小越好，因為環路的暫態過程有過沖現象，過沖量的大小與ξ有關，ξ越小，過沖量越大，環路的相對穩定性就越差。綜合考慮，工程上一般選擇ξ＝0．707。電源的不完善或抖動也會造成寄生雜散輸出。頻率合成器中對電源噪聲最敏感的部件是振蕩器，特別是一個寬調諧的VCO。當VCO的調諧斜率是15MHz／V，它表示每μV的根均方紋波產生15Hz的根均方頻率。在50Hz上它表示根均方相移φ為0．3rad。在150Hz上1μV的根均方紋波成分給出：

　　從噪聲和紋波兩者的觀點出發，不應當把任何電源直接饋給一個高斜率VCO的調諧控制部分。必須把電源接到一個電源紋波抑制作用大的，而同時具有低噪聲特性的運算放大器。在頻率合成器中電源的設計是很嚴格的，特別對于VCO，一般來說，它必須采用與自己位置盡可能靠近的低噪聲、低紋波穩壓器來供電。
2．3　數字式單環鎖相頻率合成器的輸出相位噪聲
?? （1）傳遞函數的分析
　　單環數字式頻率合成器中，噪聲的來源很多。不同的噪聲源對環路輸出噪聲的貢獻也不相同。于圖2所示的鎖相環路，定義：
??? 不同相位噪聲源的傳遞函數見表1。　 從表1中可以看出,參考源、分頻器、鑒相器相位噪聲的傳遞函數中含有一個共同的因子，即：
?
因此，可以把這幾個噪聲源稱為帶內噪聲源。環路帶寬及相位裕量可以定義為：

從G（S）單調遞減的特性，可得VCO。
?? （2）最佳環路帶寬的分析設計
　　從上面的分析中可以看出，在環路帶寬以內，輸出信號的相位噪聲主要由帶內噪聲源貢獻，在環路帶寬以外，輸出信號的相位噪聲則主要是由VCO引起的，如圖5所示。測量的結果表明，當環路帶寬足夠大以至可以消除VCO噪聲的影響時，離載波頻率很近的地方的相位噪聲大小基本上與環路帶寬 無關。在設計鎖相環時，為了使輸出的總的相位噪聲的性能最好，通常把圖5中VCO的相位噪聲曲線與帶內噪聲源的相位噪聲曲線（折合到VCO的輸出頻率）的交點取為最佳環路帶寬。要注意，盡管環路帶寬以內的相位噪聲主要取決于帶內噪聲源，但也含有一點VCO的噪聲貢獻。特別是在環路帶寬
很窄，VCO的相位噪聲很差的情況下。
　 （3）相位噪聲基底分析相位噪聲基底計算公式是：
???
相位噪聲基底主要由PLL的制造商的工藝和電路結構決定，鑒相頻率每下降一個倍頻程，噪聲基底改善3dB。在美國國家半導體的PLL資料上，給出的基底噪聲可達－210dBc／Hz以上。
?? （4）輸出相位噪聲的綜合考慮
　　由分析可知，CDMA手機中采用的頻率合成器，只要選取的參考晶振的指標比較好（這一點是很容易滿足的，而且成本也不高），帶內的相位噪聲幾乎全部取決于鑒相器的噪聲基底，帶外的相位噪聲則取決于未控VCO的相位噪聲性能。根據下面的公式，可以得到帶內噪聲的理論值：
??
3器件的選擇與電路實現
　　作為手機中使用的頻率合成器的元器件選擇，通常主要考慮相位噪聲、體積、功耗、價格等因素。下面就簡單地分析一下用我們所選擇的PLL、VCO、TCXO可能達到的最佳指標。
　　PLL選用國家半導體的LM2332；PLL折合到900MHz，有效噪聲基底惡化為－75dBc／Hz。
　　MURATA公司的VCO芯片MQK002－967可以滿足調諧靈敏度典型值24MHz／V±6MHz的要求，其相位噪聲指標為：－82dBC／Hz＠1kHz，－100dBC／Hz＠10kHz，通過對其建模，可算出·81·＠900kHz處，相位噪聲優于－138dBC／Hz。TCXO頻率合成器的頻率穩定度取決于TCXO的穩定度。TCXO采用的是kinseki：頻率為19．68MHz、相位噪聲－105dBc／Hz＠100Hz、－125dBc／Hz＠1kHz、－140dBc／Hz ＠10kHzOffset。 　　環路濾波器有無源和有源兩種形式，考慮到體積與噪聲等因素，在手機中一般采用無源三階環路濾波器。至于元件參數的確定，很多資料上都給出了很成熟的經驗公式，這里不再討論。具體電路如圖6所示。實踐證明，按照公式：

C1可選擇為C2／15＜C1＜C2／10，計算結果與實際能很好地吻合。
　　通過對電路的連接調試，得到當環路帶寬為1kHz時，帶內相位噪聲可以達到－72dBc／Hz，與理論值基本相同。因此帶內噪聲主要由鑒相器和分頻器的相位噪聲基底產生，晶振的相位噪聲由于總分頻比N／R不大，所以對帶內噪聲基本沒有影響。帶外噪聲由VCO決定，在偏頻900kHz處為－138dBc／Hz，能夠滿足系統要求。由于輔助濾波器的作用，基本看不到鑒相頻率的紋波。而此時環路的鎖定時間為800μs，符合電路要求。
1　盧爾瑞等．移動通信工程．北京：人民郵電出版社，1993
2　Recommended Minimum Performance Standard forDual－Mode Wideband Spread Spectrum Cell ular MobileStation．TIA／EIA IS－98－A Interim Standard，April 1996
3　Mobile Station－Base Station Compatibility Standard forDual－Mode Wideband Spread Spe ctrum CellularSystem．TIA／EIA IS－95－A，December，1992
4　張厥盛等．鎖相技術．西安：西安電子科技大學出版社，1998