DC/DC轉換器中半導體器件的高頻開關特性是主要的傳導和輻射發射源。本文章系列的回顧了DC/DC 轉換器的差模（DM）和共模（CM）傳導噪聲干擾。在電磁干擾（EMI）測試期間，如果將總噪聲測量結果細分為DM 和CM噪聲分量，可以確定DM和CM兩種噪聲各自所占的比例，從而簡化 EMI 濾波器的設計流程。高頻下的傳導發射主要由 CM 噪聲產生，該噪聲的傳導回路面積較大，進一步推動輻射發射的產生。 在第3部分中，我將全面介紹降壓穩壓器電路中影響 EMI 性能和開關損耗的感性和容性寄生元素。通過了解相關電路寄生效應的影響程度，可以采取適當的措施將影響降至最低并減少總體 EMI 信號。一般來說，采用一種經過優化的緊湊型功率級布局可以降低 EMI，從而符合相關法規，還可以提高效率并降低解決方案的總成本。 檢驗具有高轉換率電流的關鍵回路 根據電源原理圖進行電路板布局時，其中一個重要環節是準確找到高轉換率電流（高 di/dt）回路，同時密切關注布局引起的寄生或雜散電感。這類電感會產生過大的噪聲和振鈴，導致過沖和地彈反射。圖 1 中的功率級原理圖顯示了一個驅動高側和低側 MOSFET（分別為 Q1 和 Q2）的同步降壓控制器。 以 Q1 的導通轉換為例。在輸入電容 CIN 供電的情況下，Q1 的漏極電流迅速上升至電感電流水平，與此同時，從 Q2 的源極流入漏極的電流降為零。MOSFET 中紅色陰影標記的回路和輸入電容（圖 1 中標記為“1”）是降壓穩壓器的高頻換向功率回路或“熱”回路 。功率回路承載著幅值和 di/dt 相對較高的高頻電流，特別是在 MOSFET 開關期間。 圖 1：具有高轉換率電流的重要高頻開關回路 圖1中的回路“2”和“3”均歸類為功率 MOSFET 的柵極回路。具體來說，回路 2 表示高側 MOSFET 的柵極驅動器電路（由自舉電容 CBOOT 供電）。回路 3 表示低側 MOSFET 柵極驅動器電路（由 VCC 供電）。這兩條回路中均使用實線繪制導通柵極電流路徑，以虛線繪制關斷柵極電流路徑。 寄生組分和輻射 EMI EMI 問題通常涉及三大要素：干擾源、受干擾者和耦合機制。干擾源是指 dv/dt 和/或 di/dt 較高的噪聲發生器，受干擾者指易受影響的電路（或 EMI 測量設備）。耦合機制可分為導電和非導電耦合。非導電耦合可以是電場（E 場）耦合、磁場（H 場）耦合或兩者的組合 - 稱為遠場 EM 輻射。近場耦合通常由寄生電感和電容引起，可能對穩壓器的 EMI 性能起到決定性作用，影響顯著。 功率級寄生電感 功率MOSFET 的開關行為以及波形振鈴和 EMI 造成的后果均與功率回路和柵極驅動電路的部分電感相關。圖 2 綜合顯示了由元器件布局、器件封裝和印刷電路板（PCB）布局產生的寄生元素，這些寄生元素會影響同步降壓穩壓器的 EMI 性能。 圖 2：降壓功率級和柵極驅動器的“剖析原理圖”（包含感性和容性寄生元素） 有效高頻電源回路電感（LLOOP）是總漏極電感（LD）、共源電感（LS）（即輸入電容和 PCB 走線的等效串聯電感（ESL））和功率 MOSFET 的封裝電感之和。按照預期，LLOOP 與輸入電容 MOSFET 回路（圖 1 中的紅色陰影區域）的幾何形狀布局密切相關。 與此同時，柵極回路的自感 LG 由 MOSFET 封裝和 PCB 走線共同產生。從圖 2 中可以看出，高側 MOSFET Q1 的共源電感同時存在于電源和柵極回路中。Q1 的共源電感產生效果相反的兩種反饋電壓，分別控制 MOSFET 柵源電壓的上升和下降時間，因此降低功率回路中的 di/dt。然而，這樣通常會增加開關損耗，因此并非理想方法。 功率級寄生電容 公式 1 為影響 EMI 和開關行為的功率 MOSFET 輸入電容、輸出電容和反向傳輸電容三者之間的關系表達式（以圖 2 中的終端電容符號表示）。在 MOSFET 開關轉換期間，這種寄生電容需要幅值較高的高頻電流。 公式 2 的近似關系表達式表明，COSS 與電壓之間存在高度非線性的相關性。公式3給出了特定輸入電壓下的有效電荷 QOSS，其中 COSS-TR 是與時間相關的有效輸出電容，與部分新款功率 FET 器件的數據表中定義的內容一致。 圖2中的另一個關鍵參數是體二極管 DB2 的反向恢復電荷（QRR），該電荷導致 Q1 導通期間出現顯著的電流尖峰。QRR取決于許多參數，包括恢復前的二極管正向電流、電流轉換速度和芯片溫度。一般來說，MOSFET QOSS 和體二極管 MOSFET QOSS 會為分析和測量過程帶來諸多難題。在 Q1導通期間，為Q2的 COSS2 充電的前沿電流尖峰和為 QRR2 供電以恢復體二極管 DB2前沿電流尖峰具有類似的曲線圖，因此二者常被混淆。 EMI 頻率范圍和耦合模式 表 1 列出了三個粗略定義的頻率范圍，開關模式電源轉換器在這三種頻率范圍內激勵和傳播 EMI [5]。在功率 MOSFET 開關期間，當換向電流的轉換率超過 5A/ns 時，2nH 寄生電感會導致 10V 的電壓過沖。此外，功率回路中的電流具有快速開關邊沿（可能存在與體二極管反向恢復和 MOSFET COSS 充電相關的前沿振鈴），其中富含諧波成分，產生負面影響嚴重的 H 場耦合，導致傳導和輻射 EMI 增加。 表 1：開關轉換器噪聲源和常規 EMI 頻率分類 噪聲耦合路徑主要有以下三種：通過直流輸入線路傳導的噪聲、來自功率回路和電感的 H 場耦合以及來自開關節點銅表面的 E 場耦合。 轉換器開關波形分析建模 如第 2 部分所述，開關節點電壓的上升沿和下降沿分別是非隔離式轉換器中 CM 噪聲和 E 場耦合的主要來源。在EMI 分析中，設計者最關注電源轉換器噪聲發射的諧波含量上限或“頻譜包絡”，而非單一諧波分量的幅值。借助簡化的開關波形分析模型，我們可以輕松確定時域波形參數對頻譜結果的影響。 為了解與開關節點電壓相關的諧波頻譜包絡，圖 3 給出了近似的時域波形。每一部分均由其幅值（VIN）、占空比（D）、上升和下降時間（t 和 tF）以及脈寬（t