近來，業界對于隔離式 DC-DC 穩壓器中高頻變壓器的性能要求愈發嚴苛，尤其是在抗電磁干擾 (EMI) 方面。在本系列文章的第 7 部分中，我們詳細探討了隔離式反激穩壓器中共模 (CM) 噪聲的主要來源和傳播路徑。 高瞬態電壓 (dv/dt) 開關節點是共模噪聲的主要來源，而變壓器的繞組間分布電容則是共模噪聲的主要耦合路徑。在第 7 部分中，我們在簡單方便的雙電容變壓器模型基礎上，采用共模噪聲等效電路來模擬流經變壓器電容的位移電流。在此期間，僅需使用一個信號發生器和一個示波器即可提取寄生電容并確定變壓器共模噪聲性能的特征，而無需進行在線測試。 在第 8 部分，我們將探討隔離式 DC/DC 電路的共模噪聲抑制方法。工作在高輸入電壓下的轉換器（例如，電動汽車車載充電系統、數據中心電源系統和射頻功放電源中的相移式全橋轉換器和 LLC 串聯諧振轉換器）會產生較大的共模電流。在采用氮化鎵開關器件時，這種情況更為明顯，因為此類器件的開關速度 dv/dt 高于硅材質的同類器件。 對于隔離式設計，有多種抑制共模噪聲的方法，包括采用對稱的電路布局、在初級側接地端與次級側接地端之間連接一個電容、加入屏蔽層、增加平衡電容、優化變壓器繞組設計以及使用可調節共模噪聲消除輔助繞組。本文將以反激電路為重點，逐一解讀這些方法。 對稱式電路設計 在對稱式拓撲結構中，與地之間形成互補電勢的開關節點成對出現。如果關聯寄生電容相同，則產生的共模位移電流基本可以相互抵消。圖 1a 為雙開關正激轉換器（例如 LM5015）的原理圖。圖 1b 為采用分立式初級側和次級側繞組的反激轉換器。這兩種轉換器的初級側電路均采用對稱式設計，具有異相電壓開關波形（SW1 和 SW2），可產生相反極性的共模電流，從而降低總共模噪聲。 圖 1a 為雙開關正激轉換器的拓撲結構，盡管這種結構早已為人所熟知，但其在共模噪聲抑制方面的優勢卻并未得到充分重視。圖 1b 為平衡繞組反激轉換器，其次級繞組同樣采用對稱式設計。分立式繞組通常可以交錯纏繞，以降低漏電感。這種電路的主要缺點是需要一個以 SW2 為基準點的浮動柵極驅動器。 對于單開關正激轉換器和 LLC 諧振轉換器拓撲，也可以采用類似的對稱式平衡繞組設計，如圖 2 所示。改進后的對稱電路需要額外增加一些元件，例如正激轉換器中的浮動柵極驅動器和 LLC 諧振電路中的附加開關，并且只有在變壓器的物理繞組結構產生對稱的寄生電容時才會產生共模衰減的效果。因此通常情況下，需要采用其他方法來抑制共模噪聲，并使用傳統的隔離式拓撲電路。 在初級地與次級地之間連接一個電容 在三線 AC-DC 應用中，通常會在 EMI 輸入濾波器中通過一個 Y 電容將火線和零線連接到機箱地，用以衰減共模噪聲。但在雙線 DC-DC 系統中，由于沒有機箱地連接點，因此無法連接 Y 電容。在這類系統中，可以在初級側接地端 (P-GND) 與次級側接地端 (S-GND) 之間連接一個替代電容，將傳播到次級側的共模電流分流回初級側。 請參見第 7 部分圖 1 中的 CZ 電容。該元件是一種安全級電容，額定電壓為 1 kV 或更高，遠高于所需的隔離電壓規格。然而這種電容一旦在故障狀況下出現短路，就會大大影響電流隔離效果。此外，如果 S-GND 連接的共模電壓擺幅相對于初級側過大（例如在高側柵極驅動器偏置電源應用中），電容傳導的電流就會過大。同時，如果 DC-DC 級的前端是一個 AC-DC 前端整流器，則該電容可能會傳導工頻泄漏電流，這在實際應用中可能是不允許的，也是受到監管要求限制的。 共模噪聲的平衡與消除方法 平衡方法分為變壓器內部平衡和外部平衡，可以降低與變壓器繞組電容相關的共模噪聲。內部平衡方法包括應用屏蔽層、優化繞組設計以及使用噪聲消除繞組。而外部平衡方法最常見的是在所選初級和次級繞組端子之間加入一個平衡電容。 屏蔽 屏蔽方法通過插入導線或金屬箔屏蔽層來降低流經繞組間電容的位移電流，從而阻止變壓器初級側繞組與次級側繞組之間的近場耦合。 例如，圖 3a 是一個反激轉換器，其初級側與次級側之間加入了一個傳統的單匝金屬箔屏蔽繞組。圖 3b 是 RM 型磁芯的示意圖，磁芯配有帶氣隙的中柱和垂直放置的繞組。在這半個繞組窗口中，共有兩個串聯的初級層 (2 x 12T)、一個次級層 (1 x 8T) 和一個屏蔽層。繞組采用非交錯式分層布局，分為 P1、P2、SH1 和 S1 四層。圖中還顯示了繞組層間寄生電容。 在初級層 P2 與次級層 S1 之間，加入了一個單屏蔽層 SH1。該屏蔽層通常連接回初級側電路中的靜態電位點，例如圖 3 所示的本地 P-GND 或輸入電容的正極端子，即靜態交流節點。這樣可以阻止 P2 和 S1 之間的電耦合，并消除 P2 與 S1 之間的位移電流。 加入屏蔽層后，ipsh 將經由屏蔽層返回 P-GND，而不是流經輸出端而返回機箱地。但是，屏蔽層與相鄰次級繞組之間的電容依然存在。由于單匝屏蔽繞組與次級繞組的感應電壓存在差異（單匝次級繞組除外），因此在屏蔽層與次級繞組之間必然存在共模電流。可改用輔助繞組的抽頭來驅動屏蔽繞組，使屏蔽繞組的平均電壓與次級繞組的平均電壓相符，以實現共模平衡。 注意，由于磁芯采用高介電常數材料，圖 3 中 P1 層和 S1 層之間會存在耦合。所以，盡管單屏蔽層有助于減弱共模噪聲，但并不能徹底消除。此外，還有一個缺點是，隨著初級側與次級側間邊界數量的增加，需要的屏蔽層也越來越多。重要的是，屏蔽層會增大繞組之間的空間，從而導致漏電感增加。通常而言，應盡可能減小銅箔屏蔽層的厚度，以減少因鄰近效應引起的渦流損耗。在高開關頻率下，屏蔽層中的損耗會變得過大，而且屏蔽層也會使反射到開關節點的總寄生電容增大。 平衡電容的值與位置 圖 4a 為帶初級側、次級側和輔助變壓器繞組的反激轉換器的原理圖。NPS和 NAUX代表初級側與次級側繞組匝數比以及初級側與輔助繞組匝數比。對于初級側繞組與輔助繞組而言，由于電流僅在初級側流動，對共模噪聲不產生影響，因此不考慮這兩者之間的耦合。在第 7 部分中我們曾討論過，通過兩個 4 電容電路即可對初級側繞組與次級側繞組之間以及輔助繞組與次級側繞組之間的耦合進行建模（如圖 4b 所示）。 如果輸入電容對共模噪聲呈現低阻抗特性，則初級側繞組的端子 A 與 P-GND 之間短路。可以使用簡化的雙電容變壓器模型，再以 ZSE 模擬 S-GND 與大地之間的電容耦合，最終的共模噪聲等效電路模型見圖 4c（有關更多相關信息和描述，請參見第 7 部分）。 公式 1 用于計算線路阻抗穩定網絡 (LISN) 中的共模噪聲電壓。從中可以看出，降低電容CBD可以使噪聲電壓降低。 公式 2 是CBD的理論表達式，該值可使用第 7 部分介紹的方法基于公式 3 進行計算： 可以通過增大公式 2 中各負項的值，將 CBD平衡為零。最簡單的方法是在初級側和次級側間變壓器端子 A 和 C 之間的 C3 上并聯一個電容。這一外部平衡電容的值為 CEXT = NPSCBD 同樣，如果CBD為負值（VAD 和 VAB壓異相），則在端子 B 與 D 之間的 C4 上并聯一個等于 |CBD| 的平衡電容，可實現平衡。注意，根據公式 3，如果測得的 VAD 為零，則CBD也相當于零，基本消除了通過變壓器的共模噪聲。這是非常方便的測試變壓器是否平衡的手段。 繞組設計 除了使用平衡電容外，還可以通過調整變壓器繞組層的位置，來優化共模平衡。根據成對繞組層的設計理念，變壓器初級側和次級側的層具有相似的 dv/dt，因此，這些層的交錯重疊不會產生共模噪聲。繞組間電容兩端的平均電壓具有相似的幅值和極性，也可以最大程度減小甚至消除流經電容的共模電流。