引言

　　在數(shù)字接收機(jī)的各種參數(shù)中，頻率是重要的參數(shù)之一，它能反映接收機(jī)的功能和用途、以及頻譜寬度等重要指標(biāo)。傳統(tǒng)的順序測頻技術(shù)一般通過對接收機(jī)頻帶的掃描，對頻域進(jìn)行連續(xù)取樣。該方法原理簡單，技術(shù)成熟，但是，其頻率截獲概率與分辨力的矛盾難以解決，無法實(shí)現(xiàn)全概率信號截獲。而多信道化的頻率檢測技術(shù)屬于瞬時測頻，其架構(gòu)是采用多個頻率窗口（多個信道彼此銜接相鄰）來覆蓋接收機(jī)的整個頻段，這樣，當(dāng)信號進(jìn)入任一個窗口時，該窗口的頻率值即可被檢測出。因此，該方法可解決頻率截獲概率與頻率分辨力的矛盾，同時也為實(shí)現(xiàn)全概率頻率捕獲提供了一種參考方案。

　　1 多信道模型

　　當(dāng)一個實(shí)信號經(jīng)過A/D采樣之后，再進(jìn)行正交下變頻處理，即可得到I、Q兩路相位正交信號，它們所構(gòu)成的是一個復(fù)信號。該復(fù)信號的信道化示意圖如圖1所示。

　　圖1所示的信道是一種相互交疊的信道，它們涵蓋了整個零中頻信號的頻率范圍。一般情況下，多信道往往采用數(shù)字濾波器組來實(shí)現(xiàn)，但該方法需要設(shè)計(jì)M（M為信道數(shù)）個中心頻率不同，而其它性質(zhì)完全相同的帶通濾波器。這種結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)過于復(fù)雜，同時還加大了后續(xù)信號處理的運(yùn)算速度，對實(shí)時處理極為不利。而數(shù)字濾波器組的低通型實(shí)現(xiàn)方法則是先將每個通道乘以一變換因子，就相當(dāng)于將實(shí)際信號搬移到零中頻，然后再通過LPF得到該頻率信號。該方法可對帶通信號的頻段進(jìn)行信道化分離，但是帶來的新問題是當(dāng)LPF用FIR濾波器實(shí)現(xiàn)M個濾波運(yùn)算時，將占用較大的硬件資源，而且系統(tǒng)工作效率較低。目前，該結(jié)構(gòu)已被高效DFT多相濾波器組結(jié)構(gòu)所代替。

　　圖2所示是一種具有普遍性的基于DFT多相濾波器組的信道化高效結(jié)構(gòu)，從圖2中可以看出，在濾波之前，先對數(shù)據(jù)進(jìn)行D倍抽取可降低濾波過程的運(yùn)算量，gn（m）是低通原型濾波器hLP（n）的多相分量，其階數(shù)可減小到原來的1/D,因而DFT可以用FFT實(shí)現(xiàn)。事實(shí)上，在此結(jié)構(gòu)中，系統(tǒng)的復(fù)雜度和數(shù)據(jù)速率大大降低，實(shí)時處理能力得到了提高。

　　2 濾波器的設(shè)計(jì)及仿真

　　低通型濾波器結(jié)構(gòu)中的每個通道都是由原型低通濾波器乘以旋轉(zhuǎn)因子形成的。根據(jù)要求，圖3所示是由256階原型低通濾波器形成的濾波器組及其信號輸出仿真波形。該信號的有效帶寬為300MHz,共分為32通道，每通道帶寬為9.375MHz.如給此濾波器組送入頻率？=28.1MHz的單頻信號，那么，通過理論計(jì)算可知，信號應(yīng)在第3號通道有輸出。圖3 （b）所示就是第2、3、4通道的輸出仿真結(jié)果，可以看出，僅第3個通道有比較強(qiáng)的信號輸出，這與理論上的計(jì)算結(jié)果是一致的。

　　3 實(shí)現(xiàn)方案

　　本設(shè)計(jì)選用的FPGA芯片是Xilinx公司的Virtex-4SX55,該芯片時鐘資源豐富，算術(shù)運(yùn)算單元和專用存儲模塊以及可配置邏輯的使用都很靈活，非常適合當(dāng)前信號處理系統(tǒng)的功能實(shí)現(xiàn)。因此，根據(jù)圖2所示的結(jié)構(gòu)，就可以得到一種基于DFT多相濾波器組的信道化解決方案，其具體實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖4所示。

　　圖4所示結(jié)構(gòu)由延時器、系數(shù)存儲器、乘加器和FFT組成。其中延遲器可實(shí)現(xiàn)對輸入數(shù)據(jù)32個周期的延時，存儲器用于存儲濾波器系數(shù)。下面對該結(jié)構(gòu)中幾個主要組成模塊的實(shí)現(xiàn)及仿真結(jié)果進(jìn)行介紹。

　　3.1 延時器的實(shí)現(xiàn)

　　本延時器采用FPGA提供的專用存取模塊FIFO來實(shí)現(xiàn)32周期延時，其架構(gòu)體系如圖5所示。圖中，每個延遲單元即是一個FIFO模塊，F(xiàn)IFO的數(shù)據(jù)輸出特點(diǎn)為先入先出。在本設(shè)計(jì)中，級延遲器的輸出數(shù)據(jù)將作為下一個延遲器的輸入數(shù)據(jù)，就相當(dāng)于級FIFO的數(shù)據(jù)按先進(jìn)先出的順序依次向第二級FIFO壓入，相鄰兩級的將滿標(biāo)志與讀使能信號進(jìn)行握手協(xié)議，從而實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的延遲輸出。這樣，設(shè)計(jì)8個同樣結(jié)構(gòu)的FIFO并進(jìn)行串行級聯(lián)，即可滿足該結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)要求。

　　3.2 系數(shù)存儲模塊

　　對于256階原型低通濾波器，可以將h（0），h（1），…，h（255）這256個系數(shù)分成八組，每組32個，分別存儲到八個存儲器當(dāng)中，存儲器0存儲的系數(shù)為：h（0），h（1），…，h（31）；存儲器1存儲的系數(shù)為：h（32），h（33），…，h（63）；以此類推。存儲器可使用邏輯（LUT）實(shí)現(xiàn)，也可使用專用存儲模塊Block RAM來實(shí)現(xiàn)。FIFO中的目標(biāo)數(shù)據(jù)和存儲器中系數(shù)做乘法運(yùn)算時，兩者的對應(yīng)關(guān)系如圖6所示（以7號存儲器為例）。

　　當(dāng)8個數(shù)據(jù)存儲器的一個單元數(shù)據(jù)被讀出時，8個系數(shù)存儲器的0號地址單元的系數(shù)也將同時被讀出，然后分別作乘累加，作為y（0）輸出。同理，當(dāng)8個數(shù)據(jù)存儲器的第二個數(shù)據(jù)被讀出時，8個系數(shù)存儲器的1號地址單元的系數(shù)也同時被讀出，然后分別作乘累加，的結(jié)果作為y（1）輸出，以此類推，得出全部y（2）~y（31）的輸出。將y（0）~y（31）作為FFT的輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行32點(diǎn)FFT運(yùn)算。

　　3.3 FFT的實(shí)現(xiàn)

　　設(shè)計(jì)中的FFT變換可通過調(diào)用Xilinx的IP核來實(shí)現(xiàn)。FFT采用流水型結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)能夠?qū)B續(xù)數(shù)據(jù)流進(jìn)行處理，只是結(jié)果上有若干周期的延遲。FFT核的輸入輸出的引腳關(guān)系如圖7所示。

　　3.4 仿真結(jié)果

　　FPGA的設(shè)計(jì)軟件可采用ALDEC公司的Active_HDL8.2,并可用Testbench文件對所設(shè)計(jì)模塊進(jìn)行仿真。Testbench文件讀取時，可由Matlab產(chǎn)生的信號數(shù)據(jù)作為FPGA仿真的激勵信號，信號形式采用28.1MHz的單頻信號：

　　將信號數(shù)據(jù)送入圖4所構(gòu)建的系統(tǒng)后，即可在ALDEC下得到圖8所示的仿真波形。

　　由圖8可以看到，該仿真結(jié)果在第3號通道上有信號輸出，這與圖3中用Matlab仿真的結(jié)果一致，從而驗(yàn)證該模塊設(shè)計(jì)的正確性。

　　4 結(jié)束語

　　本文針對多信道頻率檢測技術(shù)進(jìn)行了研究，并在傳統(tǒng)檢測方法的基礎(chǔ)上，結(jié)合FPGA的特點(diǎn)，構(gòu)建了一種基于DFT多相濾波器組信道化的高效結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)可解決頻率截獲概率與頻率分辨力的矛盾，同時也為實(shí)現(xiàn)全概率頻率捕獲提供一種參考方案。經(jīng)過仿真及測試驗(yàn)證，該方案能滿足檢測指標(biāo)要求，從而為多信道頻率檢測技術(shù)提供一種設(shè)計(jì)參考。





審核編輯：劉清