1 引言

　　降壓型集成開關電源控制器廣泛應用于各類便攜式設備中。 近年來，隨著電池供電的便攜式設備，如手機、MP3 播放器、PDA 等性能的提高和功能的日趨豐富，對于開關電源的效率提出了越來越高的要求。

　　為提高效率和減少片外元器件， 目前應用的Buck變換器通常集成了功率開關和同步整流開關。 同時， 為減小片外電感元件的尺寸以適應便攜式設備的應用，開關頻率往往設置為幾兆甚至更高的數量級。 由此帶來的問題是，當變換器工作在輕載條件下， 開關損耗就變成了主要的功率損耗。 而便攜式設備恰恰常工作于待機狀態即輕載工作狀態下，輕載效率對于延長電池的使用壽命至關重要。 因此，提高輕載效率的問題受到了高度關注。

　　解決上述問題的一種常見方法是在輕載情況下降低開關頻率，從而使得變換器的效率保持在與重載近似的水平上。 這種技術有PFM/ PWM 多模式調制、共柵驅動等，但是它們有一個共同的缺點：開關頻率隨負載調制，這使片外濾波器的設計變得相當復雜。

　　本文提出的綠色模式降壓型功率集成開關電源控制器芯片采用了Burst/ PWM 多模式調制技術，控制變換器在重載下以恒定頻率工作在PWM 模式，而當負載降低到一定程度時，自動切換到Burst 模式并以降低的恒定頻率工作。 其主要優點是減少了開關損耗， 又不增加片外濾波器的設計復雜度。 此外，Burst 模式還可以根據應用的需要，由用戶控制使能或禁止。 并且在模式轉換過程中，采用雙基準法實現模式轉換的平滑過渡和負載遲滯。 同時，芯片引入片上電流檢測技術以取代傳統的電阻電流檢測， 在一定程度上減少了功耗。 功率開關和同步整流開關的集成也簡化了片外應用電路的設計。

　　2 系統設計

　　本文提出的綠色模式降壓型開關電源控制器是一個恒定頻率工作、峰值電流控制模式的Buck 變換器，輸出電壓經由片外分壓電阻反饋調節，功率開關和同步整流開關均由片上集成。 系統原理如圖1 所示。

　　圖1 系統原理圖

　　2. 1 峰值電流PWM控制模式

　　DC2DC 變換器的控制策略主要有電壓型控制和電流型控制兩種。 與電壓型控制相比，電流型控制策略因具有較好的線性調整率和較為簡單的補償電路等優點而被廣泛采用。

　　作者提出的綠色模式Buck 變換器在重載條件下工作時，采用峰值電流PWM 控制策略。 通常，根據電感電流檢測方法的不同，電流型控制又可分為平均電流控制、峰值電流控制、模擬電流控制等不同模式，其中峰值電流控制模式因對輸入電壓和輸出負載變化的瞬態響應快、具有瞬時峰值電流限流功能等優點，應用最為廣泛。

　　峰值電流控制環路主要由電流環和電壓環構成。 控制環路的工作過程由圖2 所示。 圖中：

　　V sense = Vin - KIsense （1）

　　式中 V in是輸入電源電壓；V sense 是電流檢測模塊檢測到的電壓信號； Isense是檢測模塊檢測到的與電感電流成比例的信號。 另外，圖2 中的V peak 信號即為受電壓環控制的預期要達到的與電感電流峰值相對應的電壓信號。

　　圖2 峰值電流控制過程

　　在每個周期開始時，由時鐘上升沿置位主RS 觸發器，功率開關打開，變換器進入充電階段，電感電流上升， Isense 上升而V sense 下降。 當電感電流達到峰值， 即V sense達到V peak時，電流比較器（ Icomp ） 的輸出復位RS 觸發器控制功率開關關斷。 這就是電流環的工作過程。 而電感電流的峰值主要由電壓環控制。 具體地說，當反饋電壓下降到基準以下時，誤差放大器（ EA） 輸出上升，限制電流上升峰值的V peak 電壓隨之下降，于是功率開關的開啟占空比增大，輸出電壓上升，反之亦然。 其中反饋電壓是由輸出電壓經過電阻分壓得到的。

　　在功率開關關斷的時間間隔內， 傳統的降壓型Buck 變換器采用肖特基二極管作為續流二極管。 因此，當肖特基二極管導通時，它的導通壓降（典型值013V）引起的功率損耗將是不可避免的。 為了減少導通損耗，引入了同步整流技術。 同步整流即采用一個同步功率開關代替整流二極管。 當同步整流開關導通時，導通電阻一般在100mΩ 以下，以1A 負載為例，此時的導通損耗近似為011W;而對于導通電壓為013V 的肖特基二極管，損耗近似為013W. 可見在中小功率的應用當中，同步整流可以有效地提高開關電源變換器的效率。

　　由于同步整流開關和肖特基二極管之間工作方式的差異，需同時引入一些控制電路和保護電路。

　　首先，在功率開關和同步整流開關兩個開關轉換的瞬間，必須設置一個死區時間（anti2shoot2thru） 來防止兩個開關同時導通導致輸入電源短路。 在死區時間內，功率開關和同步整流開關都關斷，此時電流由同步整流開關上寄生的二極管續流，所以在合理范圍內死區時間越短就越能減少功耗，一般設計在 10ns 左右（1MHz 工作頻率下） 。

　　其次，同步整流開關不像肖特基二極管那樣只能單向導電，當變換器工作在斷續電流模式下，在下一個周期開始之前，同步整流開關上的電流就已經下降到零并反向，此時，電感電流反向相當于從負載抽電流，導致能量的浪費以及變換器效率的降低。 因此必須設計一個防止同步整流開關電流反向的檢測電路（ rever se） 來檢測電流方向。 本設計是利用檢測SW 點的電壓，當電壓從負變正時，反向電流比較器控制同步整流開關關斷。

　　2. 2 Burst 控制模式

　　在輕載情況下，這個多模式開關電源控制器還可以控制變換器工作在Burst 模式。 在這種模式下，功率開關根據負載情況連續工作幾個周期再關斷幾個周期，因此可以有效地減少開關損耗和降低靜態功耗。 對于便攜式設備應用來說，輕載情況下的變換器效率是一項非常重要的指標，因此Bur st 控制模式必不可少。 Burst 模式的工作過程如圖3 所示。

　　2. 3 模式轉換

　　在多模式控制的變換器中，由于在輕重載條件下采用不同的控制策略，會在負載變化和模式切換的時候產生一些問題：一是當負載電流正好在所設定的模式切換點附近波動時，會使變換器在兩種工作模式間反復切換，極容易造成工作狀態不穩定；二是在模式切換的瞬間會產生較大的過沖電壓，導致器件損壞。 這是多模式變換器普遍存在的一個嚴重缺陷。 針對這一缺陷，本文提出一種雙基準解決方案，即對PWM 模式和Bur st 模式采用不同的基準電壓，這樣不但可以實現如前所述的模式切換過程中的遲滯功能，且可抑制一部分過沖電壓。 模式切換時的工作原理如圖4所示。

　　圖4 模式切換時的工作原理

　　在Bur st 工作模式中，控制器控制輸出電壓略高于PWM 工作模式中的輸出電壓，設計中，Bur st 下限高于EA 基準的016 % ，上限高于EA 基準的117 %. 當負載較重時，變換器工作在PWM 模式，當負載下降到一定值時，電感電流的峰值不再隨著負載的變化而變化，輸出電壓上升，直到達到Bur st 比較器上限時才會控制功率開關關斷，變換器進入到Burst 工作模式。 類似，當負載從輕載變到重載，電感電流峰值需要隨著負載變化而調整時，輸出電壓下降，直到達到EA 基準變換器才回到PWM 工作模式。 這就相當于在模式切換的負載條件之間形成了一個遲滯窗口，窗口的下限是EA 基準，上限是Bur st 比較器上限。 另一方面，設置兩個基準，還可以在模式轉換時提供一個電壓余量，起到抑制過沖電壓的作用。

　　3 片上電流檢測

　　片上電流檢測就是把檢測電感電流的功能集成到控制芯片內部，尤其對于功率集成的控制器來說，其意義就顯得更為重要也較易實現，且采用片上電流檢測有利于有效簡化外圍應用電路的設計。

　　電流檢測可以根據檢測電路的不同位置分為高邊檢測和低邊檢測，對于Buck 電路來說，若檢測對象是流過功率開關的電流，多采用高邊檢測；但若檢測對象是流過同步整流開關的電流，就需采用低邊檢測。 以高邊檢測為例，傳統的檢測方法是利用一個小電阻與功率開關串聯來檢測流過功率開關的電流。 但受到工藝的限制，小電阻的阻值精度通常是很低的，且會占用較多的芯片面積。 尤其在低電壓供電的系統中，檢測電阻上的損耗和檢測精度都是嚴重的問題。 因此，本文采用了一種基于電流鏡結構的片上電流檢測技術，與傳統的電阻檢測方法相比，它的精度較高，功率損耗小。

　　電流檢測電路主要有兩個功能模塊，一是功率開關電流檢測模塊，二是峰值電流箝位模塊。

　　功率開關電流檢測的基本電路原理如圖5 所示。 主要采用電流鏡結構，用一個與功率開關成一定比例的MOS 管來鏡像功率開關的電流。 圖中PM_P 是功率開關，NM_P 是同步整流開關。 PMOS 管PM0 和PM_P組成一個簡單電流鏡結構。 運算放大器CSA 的作用是保持PM0 和PM_P 的V DS電壓相等，它是一個兩級折疊式共源共柵結構，具有較大的帶寬和較快的響應速度，以達到較高的檢測精度和較大的電流檢測范圍。

　　圖5 功率開關電流檢測模塊

　　PM1 的作用是防止當同步整流開關通時，CSA + 端短路到地。 如果在功率開關關斷的時候CSA + 短路到地，則每個周期功率開關開始打開的時候，CSA + 需要較長的恢復時間，會影響檢測精度。 另一方面，功率開關導通時是工作在線性區，因此PM0 和PM_ P 的V DS電壓差對電流鏡的鏡像精度影響較大，所以PM1 必須具有較小V DS值，可以適當地增大它的寬長比。

　　在設計中，取PM0 和PM_ P 的寬長比的比值為1 ∶3000 ，因此流過PM0 和PM_ P 的電流比值也為1 ∶3000. 可得檢測電壓V IL 為：

　　其中6; IL 為流過功率開關的電流，也直接反映了電感電流的信息。

　　峰值電流箝位電路原理如圖6 所示，該電路同時也是電壓環和電流環的結合點。 圖中V IL 即為（2） 式中定義，V sense和V peak即為圖3 中所定義。

　　當變換器工作在重載條件下時，誤差放大器的輸出較高，NM0 導通，V peak 值就會受EA 輸出的調節。 假設NM0 導通時工作在飽和區，則：

　　其中 INM0為流過NM0 的電流，隨誤差放大器輸出的變化而變化。 V sense 和V peak 是輸入到后級電流比較器的信號。

　　結合（2） ~ （4） 式，就可以得到電感電流和EA 輸出的關系式。

　　當變換器工作在輕載條件下時，誤差放大器輸出較低而不足以使得NM0 導通，此時，V peak 值就不再隨著EA 輸出的變化而調節。

　　此時， （5） 式中INMO可以看作零。

　　根據（5） 和（7） 式，可以設計合適的電路參數，以保證在應用所需的負載范圍之內誤差放大器不會飽和，同時可以限制最大的負載值，且當負載低于一定值時實現峰值電流箝位控制。

　　圖6 中的Slop + 和Slop - 兩個節點主要用來加入斜坡電流，當變換器工作在重載條件下且占空比大于50 %時，則實現斜坡補償的功能。

　　圖6 峰值電流箝位模塊

　　4 測試結果

　　該變換器芯片在115μm BCD 工藝下設計和制造。

　　圖7 為該變換器芯片的顯微照片。 整個芯片面積為615mm2 ，芯片下部主要是集成的功率開關和同步整流開關，面積約為2mm2 ，上部為控制器。

　　測試中應用的Buck 變換器拓撲如圖8 示。 設置工作頻率為1MHz ， 輸入電壓范圍2 ~ 7V ， 輸出電壓115V. 改變分壓電阻的取值可改變輸出電壓，表1 為一組典型應用下的分壓電阻取值參考。 電路可承受的負載范圍為0~500mA ，足以能滿足一般便攜式設備的應用需求。

　　表1 不同輸出電壓下的分壓電阻取值

　　圖9 給出變換器在重載工作條件下的測試結果，負載電流為300mA. 可看到此時變換器以時鐘頻率穩定工作在PWM 模式，測得輸出電壓的紋波為516mV. 圖10 是變換器工作在最大負載500mA 下的測試結果，可看到變換器依然以恒定頻率穩定地工作在PWM 模式下，輸出電壓紋波為616mV ，滿足了設計的負載范圍要求。

　　圖11 為輕載條件下的測試結果， 負載電流為50mA. 此時變換器工作在Burst 模式，即以時鐘頻率連續工作若干周期之后又連續關斷若干周期。 負載越低，關斷的時鐘周期就越多。 此時測得輸出電壓紋波為3912mV. 如前述，紋波電壓的大小主要由片內Burst 比較器的遲滯窗口所控制。

　　圖11 Burst 工作模式測試曲線

　　圖12 所示是負載跳變時輸出響應的測試結果。 測試中使負載在50 和300mA 之間跳變，負載變化速率為800mA/μs. 波形顯示，Burst 工作模式下的輸出電壓平均值比PWM 模式下的高20mV ，這是由于在兩種模式下采用了不同基準。 在重載跳變到輕載的過程中，過沖電壓為32mV ，恢復時間為2μs ，較好地實現了對于過沖電壓的抑制，且在兩個周期內就可以完成模式轉換達到穩定狀態，響應速度相當快。

　　圖12 負載跳變測試曲線

　　以上即為該變換器的穩態和瞬態測試結果。 表2 是測試結果與仿真結果的比較，測試中不可避免地會有一些測試誤差和寄生參數的影響，但總體上還是符合設計指標的，即已達到了預期的設計要求。

　　表2 測試結果與仿真結果的比較

　　圖13 是變換器效率測試曲線，可以看到，當變換器工作在PWM/ Burst 多模式調制狀態時，由于在輕載條件下間隔地關斷功率開關和不必要的耗電模塊，使得在整個工作負載范圍內變換器的效率基本上保持恒定，反映出Burst 控制模式有效減小了輕載時的開關損耗和靜態功耗。 而單純的PWM 模式工作（Burst 模式被禁止時） ，變換器的效率在重載時還能維持在一定值，但隨著負載的減小急劇下降，這反映出輕載時PWM 開關損耗成為主要功耗，也證明輕載時采用Burst 模式對于降低功耗是必要的。

　　圖13 變換器效率曲線

　　與通常提高輕載效率的方法相比，本文提出的Burst工作模式， 不僅具有較高的輕載效率， 還體現了與其他方法相比更優的負載調整率，且簡化了外圍應用電路設計的復雜性。

　　5 結語

　　本文提出的一種高效率綠色模式降壓型集成開關電源控制器的設計方案，其特點是采用了PWM 和Burst 交替的多模式控制，有效提高了變換器的效率， 并成功實現了不同模式間的平滑過渡以及過沖電壓的抑制。片上電流檢測技術的應用進一步降低了芯片的功耗，提高了電源精度。此外，功率開關和同步整流開關的集成不僅方便了片上電流檢測技術的實現， 也簡化了應用電路。芯片在115μm BCD 工藝下設計與實現，并得到了預期的測試結果。