把所有這三項(xiàng)二次方相加，得到約為430 nV/√HZ ，如圖13所示，其非常接近包括經(jīng)校準(zhǔn)噪聲源的圖12所示電路的仿真結(jié)果。
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圖13 圖12 所示電路的輸出噪聲仿真

現(xiàn)在，請(qǐng)思考噪聲變化與反饋電阻的對(duì)比結(jié)果。將方程式7第一項(xiàng)的RFB從270 MΩ改為540MΩ（且把CFB除以2，從680 pF降至340pF，目的是保持極頻恒定），對(duì)輸出參考噪聲產(chǎn)生如下影響：

● 在第一項(xiàng)中，如果INA≈0.3 fA/√HZ ，且RFB =540MΩ，則該項(xiàng)對(duì)輸出噪聲的貢獻(xiàn)值約為160nV/√HZ /5.85=28nV/√HZ 。

● 在第二項(xiàng)中，如果EA ≈ 130nV/ √HZ ，則這一項(xiàng)對(duì)輸出噪聲的貢獻(xiàn)值約為320 nV/ √HZ 。

● 在第三項(xiàng)中，如果RFB = 540MΩ，則這一項(xiàng)對(duì)輸出噪聲的貢獻(xiàn)值約為3 μV/√HZ /5.85=510 nV / √HZ 。

把所有這三項(xiàng)二次方相加，得到約為600nV/√HZ ，其再次接近仿真結(jié)果（參見(jiàn)圖 14）。不出所料，輸出噪聲上升。然而，電阻加倍允許電容除以2，從而有效地使增益加倍（即輸出信號(hào)加倍）。即使RFB為主導(dǎo)噪聲源，且它的增加會(huì)使其噪聲增加，我們也可以實(shí)現(xiàn)3dB的SNR改善，因?yàn)檩敵鲂盘?hào)加倍遠(yuǎn)超出增加的噪聲。

圖14 RFB加倍而CFB 減半后圖12所示電路的輸出噪聲仿真

其他實(shí)際問(wèn)題

利用T型網(wǎng)絡(luò)構(gòu)建等效大電阻

當(dāng)我們需要在反饋網(wǎng)絡(luò)中使用非常大的電阻時(shí)，利用由許多更小、更易使用的元件構(gòu)成的一個(gè)T型網(wǎng)絡(luò)來(lái)構(gòu)建這些大電阻，對(duì)我們很有吸引力（參見(jiàn)圖15）。但我們一般不建議使用這種方法，因?yàn)門(mén)型網(wǎng)絡(luò)會(huì)帶來(lái)偏置和噪聲大增益，從而一般會(huì)產(chǎn)生更糟糕的 SNR.

圖15 T型網(wǎng)絡(luò)反饋電路

使用差分輸入

到目前為止，我們只字未提使用差分輸入來(lái)降低噪聲的好處。為了簡(jiǎn)單起見(jiàn)，我們以單端對(duì)建模放大器進(jìn)行了分析，而圖16顯示的是一個(gè)帶差分輸入的改進(jìn)配置結(jié)構(gòu)。這種配置結(jié)構(gòu)同時(shí)具有兩個(gè)優(yōu)勢(shì)：

1、它固有兩倍單端輸入電路增益（電荷整合到C2和C4中），而噪聲僅以平方根函數(shù)增加（即噪聲源不相關(guān)）。

2、電荷放大器是一種非常敏感（高增益）的電路。圖17表明任何輸入干擾信號(hào)的電容耦合（此處為60Hz極板網(wǎng)柵）都會(huì)有效注入電流。就單端放大器而言，這意味著端子中的一個(gè)注入電流，而其他則接地；也就是說(shuō)，放大器只會(huì)放大干擾信號(hào)。就差分輸入來(lái)說(shuō)，施加于兩個(gè)端子的共模信號(hào)會(huì)相互抵消（假設(shè)寄生和反饋網(wǎng)絡(luò)相同）。圖18中，需要注意的是單端輸入（藍(lán)色軌跡）60Hz極板網(wǎng)柵的耦合結(jié)果，以及60Hz共模噪聲如何被干擾信號(hào)（黃色軌跡）相互抵消的差分輸入極大降低。本例中，為了方便理解，我們并沒(méi)有嘗試匹配超出10%組件容限的差動(dòng)輸入。

圖16 使用差分輸入的改進(jìn)電路

圖17 60Hz共模噪聲源對(duì)差分輸入放大器影響情況模型

圖18 差分放大器基本消除了共模噪聲

結(jié)論

用戶能夠想到壓電傳感器，是因?yàn)檫@些器件可根據(jù)其失真情況輸出電荷。就此而論，電荷放大器非常適合于這種應(yīng)用。本文介紹了設(shè)計(jì)這種電路時(shí)需要牢記的一些一般性原則，例如：盡可能多地增加反饋電阻，密切注意放大器的輸入偏置電流，以及使用一種差動(dòng)結(jié)構(gòu)等。本文還闡述了細(xì)化仿真以前進(jìn)行理論分析的有效性。