2PSK/BPSK調制部分框圖

1、M序列發生器
         實際的數字基帶信號是隨機的，為了實驗和測試方便，一般都是用M序列發生器產生一個偽隨機序列來充當數字基帶信號源。按照本原多項式f(x)=X5+X3+1組成的五級線性移位寄存器，就可得到31位碼長的M序列。
         碼元定時與載波的關系可以是同步的，以便清晰觀察碼元變化時對應調制載波的相應變化；也可以是異步的，因為實際的系統都是異步的，碼元速率約為1Mbt/s。

2、相對移相和絕對移相

移相鍵控分為絕對移相和相對移相兩種。以未調載波的相位作為基準的相位調制叫作絕對移相。以二進制調相為例，取碼元為“1”時，調制后載波與未調載波同相；取碼元為“0”時，調制后載波與未調載波反相；“1”和“0”時調制后載波相位差1800。絕對移相的波形如下圖所示。

絕對移相的波形示意圖

在同步解調的PSK系統中，由于收端載波恢復存在相位含糊的問題，即恢復的載波可能與未調載波同相，也可能反相，以至使解調后的信碼出現“0”、“1”倒置，發送為“1”碼，解調后得到“0”碼；發送為“0”碼，解調后得到“1”碼。這是我們所不希望的，為了克服這種現象，人們提出了相對移相方式。
          相對移相的調制規律是：每一個碼元的載波相位不是以固定的未調載波相位作基準的，而是以相鄰的前一個碼元的載波相位來確定其相位的取值。例如，當某一碼元取“1”時，它的載波相位與前一碼元的載波同相；碼元取“0”時，它的載波相位與前一碼元的載波反相。相對移相的波形如下圖所示。

圖4-4 相對移相的波形示意圖
一般情況下，相對移相可通過對信碼進行變換和絕對移相來實現。將信碼經過差分編碼變換成新的碼組——相對碼，再利用相對碼對載波進行絕對移相，使輸出的已調載波相位滿足相對移相的相位關系。

設絕對碼為{ai}，相對碼為{bi}，則二相編碼的邏輯關系為：     bi = ai–bi-1           (1)
   差分編碼的功能可由一個模二和電路和一級移位寄存器組成。
    對應于差分編碼，在解調部分有——差分譯碼。差分譯碼的邏輯為：
                        ci =bi +bi-1                     (2)
    將(1)式代入(2)式，得
                       Ci=ai-bi-1+bi-1
                  ∵    bi-1-bi-1=0       ∴    Ci=ai+0=ai
    這樣，經差分譯碼后就恢復了原始的信碼序列。
    差分譯碼的功能同樣可由一個模二和電路和一級移位寄存器組成。

圖4－5絕對碼實現相對移相的過程

3、 調相電路
調相電路可由模擬相乘器實現，也可由數字電路實現。實驗中的調相電路是由數字選擇器(74LS153)完成。當2腳和14腳同時為高電平時，7腳輸出與3腳輸入的0相載波相同；當2腳和14腳同時為低電平時，7腳輸出與6腳輸入的π相載波相同。這樣就完成了差分信碼對載波的相位調制。圖4-5示出了一個數字序列的相對移相的過程。
 
數字調相器的主要指標
    在設計與調整一個數字調相器時，主要考慮的性能指標是調相誤差和寄生調幅。
    (1) 調相誤差
    由于電路不理想，往往引進附加的相移，使調相器輸出信號的載波相位取值為0°及180°＋ΔΦ，我們把這個偏離的相角ΔΦ稱為調相誤差。調相器的調相誤差相當于損失了有用信號的能量。
(2) 寄生調幅
    理想的二相相位調制器，當數碼取“0”或“1”時，其輸出信號的幅度應保持不變，即只有相位調制而沒有附加幅度調制。但由于調制器的特性不均勻及脈沖高低電平的影響，使得“0”碼和“1”碼的輸出信號幅度不等。設“0”碼和“1”碼所對應的輸出信號幅度分別為Uom或Uim，則寄生調幅為：
              m=(Uom-Uim)/(Uom+Uim)×100%                    (3)
解調
2PSK系統的解調部分框圖如下圖所示

   1、  本實驗采用同相正交環，同相正交環又叫科斯塔斯（Cosatas）環。原理框圖如下圖所示。

圖4－7  同相正交環原理框圖

2、集成電路壓控振蕩器（IC－VCO）
    壓控振蕩器（VCO）是鎖相環的關鍵部件，它的頻率調節和壓控靈敏度決定于鎖相環的跟蹤性能。
    實驗電路采用一種集成電路的壓控振蕩器74S124。集成片配以簡單的外部元件并加以適當調整，即可得到令人滿意的結果。如圖所示。

集成片的每一個振蕩器都有兩個電壓控制端，Vr用于控制頻率范圍（14腳），Vf用于控制頻率范圍調節（1腳）。外接電容器Cext用于選擇振蕩器的中心頻率。當Vr和Vf取值適當，振蕩器工作正常時，振蕩器頻率f0與Cext的關系近似為：
  f0=5×10－4/Cext      （4）
f0與Cext的關系曲線如圖所示。

由右圖的曲線可以看出，隨Vr的增大，VCO的壓控靈敏度和線性范圍都在增大。選取適當的Vr值和Cext值，將誤差電壓經線性變換后充當控制電壓Vf，這樣就可實現由誤差電壓控制VCO。當f0=10MHz時，一組典型的實驗數據為Cext=27.5pf，Vr=3.76V，這時Vf在2.8V左右移動。

3、傳輸畸變和眼圖
    數字信號經過非理想的傳輸系統必定產生畸變，為了衡量這種畸變的嚴重程度，一般都采用觀察眼圖的方式。眼圖是示波器重復掃描所顯示的波形，示波器的輸入信號是解調后經低通濾波器恢復的未經再生的基帶信號，同步信號是位定時。這種波形示意圖如下圖所示。

圖4-8  眼圖

衡量眼圖的幾個重要參數有：
眼圖開啟度（U-2ΔU）/U  (U = U+ + U-)
   指在最佳抽樣點處眼圖幅度的“張開”程度。無畸變眼圖的開啟度為100%。
（2）“眼皮”厚度2ΔU/U
   指在最佳抽樣點處眼圖幅度的閉合部分與最大幅度之比，無畸變眼圖的“眼皮”后度為0。
（3）交叉點發散度ΔT/TS
   指眼圖波形過零點交叉線的發散程度。無畸變眼圖的交叉發散度為0。
（4）正、負極性不對稱度|（U+ - U-）|/|（U+ + U-）|
   指在最佳抽樣點處眼圖正、負幅度不對稱的程度。無畸變眼圖的極性不對稱度為0。
如果傳輸信道不理想，產生傳輸畸變，就會很敏感地由眼圖的這幾個參數反映出來。其后果可以看成有效信號的能量損失。可以推導出，等效信號信噪比的損失量ΔEb/No與眼圖開啟度（U-2ΔU）/U有如下關系：
 ΔEb/No=20log[（U-2ΔU）/U]     (dB)       (5)
同樣，交叉點發散度對信噪比損失的影響也可以等效為眼圖開啟度對信噪比損失的影響，這里不再詳述。
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