本文介紹了一種功率穩壓逆變電源，具有工作穩定可靠、輸入功率因數高、輸出精 度高、波形失真度小、效率高的優點。

　　采用 PWM 穩壓系統，可使啟動瞬間降壓幅度明顯減小。無論電風扇還是電冰箱，應用逆變電源供電時，均應在逆變器輸出端增設圖 1 中的 LC 濾波器，以改善波形，避免脈沖上升沿尖峰擊穿電機繞組。

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　　采用雙極型開關管的逆變器，基極驅動電流基本上為開關電流的 1/ β，因此大電流開關電路必須采用多級放大，不僅使電路復雜化，可靠性也變差而且隨著輸出功 率的增大，開關管驅動電流需大于集電極電流的 1/β， 致使普通驅動 IC 無法直接驅動。 雖說采用多級放大可以達到目的， 但是波形失真卻明顯增大， 從而導致開 關管的導通/截止損耗也增大。 目前解決大功率逆變電源及 UPS 的驅動方案，大多采用 MOSFET 管作開關器件。

　　MOSFET 的驅動

　　近年來， 隨著 MOSFET 生產工藝的改進， 各種開關電源、 變換器都廣泛采用 MOSFET 管作為高頻高壓開關電路， 但是， 專用于驅動 MOSFET 管的集成電 路國內極少見。 驅動 MOSFET管的要求是，低輸出阻抗，內設灌電流驅動電路。所以，普通用于雙極型開關管的驅動 IC不能直接用于驅動場效應管。

　　目前就世界范圍來說，可直接驅動 MOSFET 管的 IC 品種仍不多，單端驅動器常用的 是UC3842 系列， 而用于推挽電路雙端驅動器有 SG3525A（驅動 N 溝道場效應管）、 SG3527A（驅動 P 溝道場效應管） 和 SG3526N（驅動 N 溝道場效應管）。然而在開關電源快速發展的近 40年中，畢竟有了一大批 優秀的、功能完善的雙端輸出驅動 IC.同時隨著 MOSFET 管應用普及，又開發了不少新電路，可將其用于驅動 MOSFET 管，解決 MOSFET 的驅動無非 包括兩個內容： 一是降低驅動 IC 的輸出阻抗； 二是增設 MOSFET 管的灌電流通路。 為此， 不妨回顧 SG3525A、SG3527A、SG3526N 以及單 端驅動器 UC3842 系列的驅動級。

　　圖 2a 為上述 IC 的驅動輸出電路（以其中一路輸出為例）。振蕩器的輸出脈沖經或非門，將脈沖上升沿和下降沿輸出兩路時序不同的驅動脈沖。在脈沖正程期 間，Q1 導通，Q2 截止，Q1 發射極輸出的正向脈沖， 向開關管柵極電容充電， 使漏-源極很快達到導通閾值。 當正程脈沖過后， 若開關管柵-源極間充電電荷不 能快速放完， 將使漏源極驅動脈沖不能立即截止。為此，Q1 截止后，或非門立即使 Q2 導通，為柵源極電容放電提供通路。此驅動方式中，Q1 提供驅動電 流，Q2 提供灌電流（即放電電流）。Q1 為發射極輸出器，其本身具有極低的輸出阻抗。

　　為了達到上述要求，將普通用于雙極型開關管驅動輸出接入圖 2b 的外設驅動電路，也可以滿足 MOSFET 管的驅動要求。 設計驅動雙極型開關管的集成電路， 常 采用雙端圖騰柱式輸出兩路脈沖，即兩路輸出脈沖極性是相同的，以驅動推挽的兩只 NPN 型三極管。為了讓推挽兩管輪流導通，兩路驅動脈沖的時間次序不同。如 果第一路輸出正脈沖，經截止后，過一死區時間， 第二路方開始輸出。 兩路驅動級采用雙極型三極管集射極開路輸出， 以便于取得不同的脈沖極性，用于驅動 NPN 型或 PNP 型開關管。

　　前級驅動 IC 內部緩沖器的發射極，在負載電阻 R1 上建立未倒相的正極性驅動脈沖使三極管 Q 截止。在驅動脈沖上升沿開始，正極性脈沖通過二極管 D 加到 MOSFET 開關管柵-源極，對柵源極電容 CGS 充電，當充電電壓達到開關管柵極電壓閾值時，其漏源極導通。正脈沖持續期過后， IC 內部緩沖放大器發射極 電平為零， 輸出端將有一定時間的死區。 此時，Q 的發射極帶有 CGS 充電電壓，因而 Q 導通，CGS 通過 Q 的 ec 極放電，Q 的集電極電流為灌電流通路。 R2 為 開關管的柵極電阻， 目的是避免開關管的柵極在 Q、 D 轉換過程中懸空， 否則其近似無窮大的高輸入阻抗極容易被干擾電平所擊穿。 采用此方式利用普通雙端輸出集 成電路，驅動 MOSFET 開關管，可達到比較理想的效果。為降低導通 /截止損耗，D應選用快速開關二極管.Q 的集電極電流應根據開關管決定， 若為了提高輸 出功率， 每路輸出采用多只 MOSFET 管并聯應用，則應選擇 ICM 足夠大的灌流三極管和高速開關二極管。

　　TL494 應用

　　目前所有的雙端輸出驅動 IC 中， 可以說美國德州儀器公司開發的 TL494 功能最完善、 驅動能力最強，其兩路時序不同的輸出總電流為 SG3525 的兩倍，達到 400mA.僅此一點，使輸出功率千瓦級及以上的開關電源、DC/DC 變換器、逆變器，幾乎無一例外地采用 TL494.雖然 TL494 設計用于驅動雙極型開關管，然而目前絕大部分采用 MOSFET 開關管的設備， 利用外設灌流電路，也廣泛采用 TL494 。為此，本節中將詳細介紹 其功能及應用電路。其內部方框圖如圖 3 所示。其內部電路功能、特點及應用方法如下：

　　A.內置 RC 定時電路設定頻率的獨立鋸齒波振蕩器 ， 其振蕩頻率 fo（kHz）=1.2/R（kΩ）。 C（μF），其最高振蕩頻率可達 300kHz， 既能驅動雙極性開關管，增設灌電流通路后，還能驅動MOSFET 開關管。

　　B.內部設有比較器組成的死區時間控制電路， 用外加電壓控制比較器的輸出電平， 通過其輸出電平使觸發器翻轉， 控制兩路輸出之間的死區時間。 當第 4 腳電平升高時， 死區時間增大。

　　C.觸發器的兩路輸出設有控制電路， 使 Q1、 Q2 既可輸出雙端時序不同的驅動脈沖， 驅動推挽開關電路和半橋開關電路，同時也可輸出同相序的單端驅動脈沖，驅動單端開關電路。

　　D.內部兩組完全相同的誤差放大器， 其同相輸入端均被引出芯片外， 因此可以自由設定其基準電壓，以方便用于穩壓取樣，或利用其中一種作為過壓、過流超閾值保護。

　　E.輸出驅動電流單端達到 400mA， 能直接驅動峰值電流達 5A 的開關電路。雙端輸出脈沖峰值為 2×200mA，加入驅動級即能驅動近千瓦的推挽式和橋式電路。

　　電壓不超過 VCC+0.3V.第 2、15 腳為誤差放大器 A1、A2 的反相輸入端。可接入誤差檢出的基準電壓。 第 3 腳為誤差放大器 A1、 A2 的輸出端。 集成電路內部用于控制 PWM 比較器的同相輸入端，當 A1、 A2 任一輸出電壓升高時，控制 PWM 比較器的輸出脈寬減小。同時，該輸出端還引出端外，以便與第 2、15 腳間接入 RC 頻率校正電路和直接負反饋電路，一則 穩定誤差放大器的增益，二則防止其高頻自激。另外，第 3 腳電壓反比于輸出脈寬，也可利用該端功能實現高電平保護。 第 4 腳為死區時間控制端。 當外加 1V 以下 的電壓時，死區時間與外加電壓成正比。如果電壓超過 1V，內部比較器將關斷觸發器的輸出脈沖。第 5腳為鋸齒波振蕩器外接定時電容端，第 6 腳為鋸齒波振蕩器 外接定時電阻端，一般用于驅動雙極性三極管時需限制振蕩頻率小于 40kHz. 第 7 腳為接地端。第 8、11 腳為兩路驅動放大器 NPN 管的集電極開路輸出端。 當第 8、11 腳接 Vcc， 第 9、10 腳接入發射極負載電阻到地時，兩路為正極性圖騰柱式輸出，用以驅動各種推挽開關電路。當第 8、11 腳接地時，兩路為同 相位驅動脈沖輸出。第 8、11 腳和 9、10 腳可直接并聯，雙端輸出時最大驅動電

　　流為 2×200mA， 并聯運用時最大驅動電流為 400mA.第 14 腳為內部 基準電壓精密穩壓電路端。 輸出 5V ±0.25V 的基準電壓， 最大負載電流為 10mA. 用于誤差檢出基準電壓和控制模式的控制電壓。TL494 的極限參數： 最高瞬間工作電壓（12 腳）42V，最大輸出電流 250mA，最高誤差輸入電壓 Vcc+0.3V，測試/環境溫度≤45℃，最大允許功耗 1W，最高結溫 150℃，使用溫度范圍 0~70 ℃，保存溫度-65~+150 ℃。

　　TL494 的標準應用參數： Vcc（第 12 腳）為 7~40V， Vcc1（第 8 腳）、 Vcc2（第 11 腳）為 40V， Ic1、Ic2 為 200mA ， RT 取值范圍 1.8~500kΩ ， CT 取值范圍 4700pF~10μF ，最高振蕩頻率（fOSC）≤300kHz。

　　圖 4 為外刊介紹的利用 TL494 組成的 400W 大功率穩壓逆變器電路。它激式變換部分采用TL494， VT1、 VT2、 VD3、 VD4 構成灌電流驅動電 路， 驅動兩路各兩只 60V/30A 的 MOSFET開關管。 如需提高輸出功率， 每路可采用 3~4 只開關管并聯應用， 電路不變。

　　編輯點評：由于本文中的交流穩流源實質上是一個電壓型電流源， 即通過快速調節輸出電壓來實現輸出穩流。因此，所描述的交流穩流逆變電源應用于低壓電器長延時熱脫扣試驗，適用于對斷路器、熱繼電器等低壓電器作 長延時特性的校驗和測試。
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