1、反相輸入比例運算電路

反相輸入比例運算電路如下圖所示，

其電壓放大倍數為

在實際應用時應注意：

(1)此類電路的電壓放大倍數不宜過大。通常Rf宜小于1MΩ，因Rf過大會影響阻值的精度;R1不宜過小，R1過小將要從信號源或前級吸取較大的電流。

(2)作為閉環負反饋工作的放大器，其小信號上限工作頻率fH 受運放增益帶寬積GBW= Avd*fH的限制。以μA741為例，μA741基本參數如下：

其開環差模電壓放大倍數Aud=10^5倍，開環fH=10Hz，故運放的單位增益上限頻率fT=1MHz，即作為電壓跟隨器或反相器工作時的最高工作頻率為1MHz。若用μA741設計Auf為20dB即便10倍的放大電路，則電路允許的上限頻率為100kHz。

(3)如果運放工作于大信號輸入狀態，則此時電路的最大不失真輸入幅度Vim及信號頻率將受運放轉換速率SR的制約。仍以μA741為例，其SR=0.5 V/μs,若輸入信號的最高頻率為100kHz，則其不失真最大輸入電壓Vim<=(SR)/(2*pi*fmax)=0.5*10^6/2*pi*10^5=0.8V。

SR：壓擺率單位時間(一般用微秒)器件輸出電壓值的可改變的范圍。

(4) 該電路中R1=RF時 ，Au=-1,Uo=-Ui,為反相器。

2、單電源供電反相交流放大器

單電源供電反相交流放大電路以LM358為例，電路圖如下所示：

該反向放大器的特點和使用技巧：

(1)輸出信號與輸入信號反相。

(2)輸入阻抗較低，約為R1，這是我們不希望的。

(3)輸出阻抗較小，這一指標較好。

(4)電壓放大倍數由R1和Rf比例確定，可以做的比較高。

(5)共模抑制比CMRR較好。

推薦電壓放大倍數不大于30dB(約33倍)，R1和Rf可在1千歐～幾百千歐間選。一般R1取值范圍1k～20k，Rf取值為(1～33)R1。這里指出一個誤區，在電子設計制作或實驗時，往往加大Rf/R1的值，以獲得大的Au，以為Au越大越好，事實上，當Au>33時已超出運放的線性范圍，是不可取的，應予注意。

3、同相輸入比例運算電路

同相輸入比例運算電路如下圖所示，

其電壓放大倍數為：

為使輸入電流引起的誤差最小，應取平衡電阻Rp=Rf//R1。當Rf//R1=0時，即使用一根導線替代Rf，Auf=1，電路演變成為電壓跟隨器。

該同向放大器的特點和使用技巧：

(1)輸出信號與輸入信號同相。

(2)電壓放大倍數由R1與RF的比例確定，可以做得比較高。

(3)由于電路引入深度電壓串聯負反饋，使得輸入電阻增加(1+AF)倍，可高達幾兆歐，輸出電阻減少1/(1+AF倍)，一般可視為0.。關注公眾號“電路一點通” 回復 進群. 當然輸入阻抗較高是同向放大器的優點。

(4)同向放大器的共模輸入電壓不為0，所以共模抑制比CMRR較小。

使用時推薦電壓放大倍數不大于30dB(約33倍)，R1和Rf可在1千歐～幾百千歐間選。一般R1取值范圍1k～20k，Rf取值為(1～33)R1。Au,R1，RF的選取和反向放大器一樣。

4、反相輸入比例求和電路

反相輸入比例求和電路如圖所示，

其輸出電壓為

平衡電阻Rp= Rf// R1// R2// R3。

5、差動放大電路

差動放大電路如圖所示，

其輸出電壓為Vo= -(Rf/ R1)*V1+(1+ Rf/ R1)*(1+ R3/ (R2+ R3))*V2

6、積分運算電路

積分運算電路如圖所示。

其輸出電壓為

電路中電容為反饋電容。可以實現波形變換，將矩形波變為鋸齒波，還可實現移相90°、延時等。通常，為限制低頻電壓增益，在積分電容C兩端并聯一個阻值較大的電阻Rf。當輸入信號的頻率：fi>1/(2*pi* RfC)時，電路為積分器;若fi<<1/(2?*pi*RfC)，則電路近似于反相比例運算器，其低頻電壓放大倍數Avf約等于-Rf/ R1 。當Rf=100kΩ、C=0.022uF時，積分與比例運算的分界頻率約為1/(2*pi*pi*RfC)= 1/(2*pi*100*10^3*0.022*10^6)=72Hz。

7、微分電路

將積分電路RC互換位置，便得到微分電路。能將矩形波變為正負尖脈沖，能將輸出信號超前移相90度。電路圖如下所示：

8、信號濾波器電路

按頻率特性分，濾波器分低通、高通、帶通、帶阻、全通。LC濾波器一般用于高頻電路，RC濾波器一般用于低頻電路。例：一階低通有源濾波器如下圖所示。

電路中參數計算如下：

審核編輯：湯梓紅

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