高清晰度數字電視（HDTV）技術是當今世界上最先進的圖像壓縮編碼技術和數字通信技術的結合。它代表一個國的科技綜合實力，蘊藏著巨大的市場潛力。數字電視地面廣播編碼正交頻分復用（CMOFDM）傳輸系統以其較強的抗多徑干擾性能、易于實現移動接收等優點在HDTV的研究中占有很重要的地位。而 COFDM系統中編、解碼技術是影響系統性能的一個重要因素。本文正是基于一種最大似然譯碼——Viterbi（VB）譯碼算法思想，從FPGA實現的角度探討在COFDM系統中內碼（收縮卷積碼）的解碼。

1 設計算法簡述

在HDTV 地面廣播COFDM系統中，所用內碼為收縮卷積碼，除1/2主碼率外，還有2/3。3/4、5/6、7/8碼率的卷積編碼。在實際的傳輸信道中，噪聲一般是加性高斯白噪聲（AWGN），輸入AWGN信道的是二進制信號序列。為了充分利用信道輸出信號的信息，提高傳輸系統譯碼的可靠性，首先把信道的輸出信號量化，將Q電平量化序列輸入Viterbi譯碼器，因此本文采用的VB譯碼算法為軟判決譯碼算法。

1.1 主碼率1/2的卷積碼編碼

目前，在國際衛星通信和很多通信系統中，（2，1，6）碼是首選的使用VB譯碼的標準卷積碼。由于該碼能使誤碼率達到最小，且能克服相位誤差，所以在 HDTV地面廣播COFDM傳輸系統中，內碼采用（2，1，6）碼，它的子生成元為（171，133），均為八進制。對應的生成多項式G（D）=［1+D +D2+D3+D6，1+D2+D3+D5+D6］，df=10。其編碼器的實現框圖如圖1。

由于（2，1，6）碼有62個狀態，為直觀直見，采用列表的方法來表述它的籬笆圖，如表1所示。

1.2 收縮卷積碼的實現

為了實現多碼率傳輸，在提高碼率的情況下不致使譯碼器的復雜性增加，在本設計中對（2，1，6）碼進行增信刪余（Puncctured）。如圖1所示，在經上述編碼后，對輸出碼字中的特定位置予以刪除。這樣右以產生碼率為2/3、3/4、5/6、7/8的較高碼率的卷積碼。

1.3 維特比譯碼算法簡述

Viterbi （VB）譯碼算法是一種最大似然譯碼算法。在收端的譯碼過程中，根據對接收碼元處理方式的不同，分為硬判決和軟判決譯碼。在同一譯碼算法下，雖然硬判決譯碼較軟判決譯碼簡單而易于實現，但在性能上要損失2～3dB。因此本文的FPGA實現是基于軟判決來討論的。具體算法如下：

（1）從某一時間單位j=m開始，對進入每一狀態的所有長為j段分支的部分路徑，計算部分路徑度量。對64態的每個狀態，挑選并儲存一條有最大度量的部分路徑及部分度量值作為留選路徑。

（2）j增加1，把此時刻進入每一狀態的所有分支度量與同這些分支相加的前一時刻的留選路徑的度量相加，得到此時刻進入每一狀態的留選路徑，加以存儲并刪去其它所有路徑。

（3）為了FPGA設計中達到較高的時鐘速度，本文在判決和輸出路徑寄存器的信息時，把所有64個路徑寄存器的第一段信息元取出，按大數判決準則輸出第一段信息元。

2 維特比譯碼的FPGA實現

本文是在Altera公司推出的環境中，采用AHDL語言和原理圖仿真結合的方法來完成VB譯碼器的FPGA實現。

2.1 譯碼器的整體實現方案

譯碼器的整個方案如圖2所示。發端的數據徑由信道傳輸過來，經過同步和信道估計，根據CSI信息對數據進行維特比量化，將量化后的信息解內交織后送入維特比解碼單元。

接收到前端的碼字后，首先須在發端的刪除位置上填充特定的虛假碼元，這一功能由Depuncture單元來完成。并由該單元產生量度計算禁止脈沖，送入主譯碼器，使譯碼器在譯碼時禁止對這些碼元作量度計算。

主譯碼器的譯碼輸出送到誤碼率監控單元，通過對誤碼率的統計來判定數據是否為同步接收，同時將該信息送入自同步監控單元，以供調整同步使用。當整個譯碼系統同步后，將輸出一同步標識，表示系統已經同步，同時通過同步單元維持同步態。

2.2 譯碼器分模塊的實現

2.2.1 R=“1”/2的維特比譯碼模塊

根據上述VB算法，對于一個軟判決譯碼器，應具備以下幾部分：

（1）度量值寄存器：用來存儲各路徑的度量值。其前級應有一狀態發生器，產生64個狀態和分支值。

（2）累加器、比較器和判決器。分別用來進行軟距離的累加，比較各路徑度量值的大小并選擇輸出信息元的值。

（3）路徑寄存器：用來存儲幸存路徑。

模塊設計如圖3示。

分支度量值計算部分，首先根據接收的軟判決信息計算出每一時刻各分支度量值，在Depuncture模塊輸出禁止脈沖的位置不能進行度量值運算。將該結果送入加比選電路，由表1所得的各狀態間轉移時的輸出分別累加分支度量，并利用比較和選擇電路得到留選路徑，把此信息送入路徑寄存器。當路徑寄存器中64個狀態的路徑度量相等時，經過大數判決電路輸出譯碼信息，送入下級的誤碼監控和自同步電路。

2.2.2 Depuncture電路

在發端經編碼和刪除后的數據個有大于1/2速率的數據率。為了不增加譯碼器的難度，采用如圖4所示結構的Depuncture電路，把數據速率變回1/2，并在約定的位置插入虛假碼元。通過定時控制電路來確定插入虛假比特的時刻，同時產生禁止計算脈沖，與生成的并行數據一起送入下級。

2.2.3 自同步電路

在傳輸數據的過程中，以2/3碼率為例，它的傳輸序列格式為“X1Y1Y2”，即刪除了“X2”位置的碼元。在接收到的軟判決信息序列中，首先必須確定 “X1”位置的數據，否則就無法確定插入虛假碼元的位置。而“X1”這一起始信息系統無法傳送，在本設計中自同步電路就是來完成捕獲“X1”這一功能的。如圖2后半部分所示，譯碼器先假定任一位置為“X1”，通過譯碼結果結合誤碼監控來判斷是否同步，并把這一信息反饋給Depuncture電路，同步標識 SYN為高則表明電路同步，前級就會維持該同步；否則，前級電路將會繼續捕獲，直至電路同步。

3 譯碼器的性能

本文是在軟件仿真的基礎上，結合硬件實現的可行性和COFDM傳輸系統中的高數據率的實際情況，權衡資源占有和速度的矛盾進行的一種優化設計。

3.1 譯碼性能的軟件仿真

軟判決譯碼器的輸入信息是經軟判決量化后的數據。但量化的電平數與碼元的可信度有直接的關系，量化電平越多，則越能精確地接近似然函數，越能準確反映接收碼元的可信度，從而使譯碼器的譯碼性能更接近最大似然譯碼。但隨著量化電平數目的增多，譯碼的復雜性也很快增長，實現的難度也隨之加大。圖5（a）用 MTLAB仿真得出了量化電平數對譯碼性能的影響。從波形可以看出，在16電平以上（32、64電平）量化時，誤碼與信噪比的性能曲線很接近，而相對于后兩種量化來講，16電平的FPGA電路實現要方便得多。因此本設計采用4比特量化。

在FPGA實現譯碼的過程中，譯碼深度是另外一個重要的決定譯碼性能的參數。圖5（b）是仿真得到的在采用16電平量化時，對應不同深度下誤碼率與信噪比的關系。可以看出，當譯碼深度大于55時，SNR基本不再增加。BER=10 -3時，深度為55的譯碼較45有0.65dB的增益。但從資源的占有程度來講，前者卻要多用640個邏輯單元。本設計采用的譯碼深度為45。

3.2 VB譯碼器的電路性能

基于上述分析，通過大量的電路和軟件仿真，用FPGA方法完成了用于HDTV COFDM傳輸系統中的VB譯碼器的設計。通過用Tektronix TLA 700邏輯分析儀（數據深度為512K字節）調試，將采集到的每組可達520K字節的數據用軟件仿真進行驗證，確保在無擾信道情況下誤差率為零，并在測試過程中驗證了該譯碼電路具有的以下性能。

（1）適用于高速率系統，電路最高工作時鐘可達70MHz，整個電路占用邏輯單元為7620個。同時不占RAM和ROM單元，為同一片內的其它電路模塊節省了寶貴的共享內存資源。

（2）主碼率為1/2，同時在不增加電路復雜性的情況下，可以對2/3，3/4，5/6，6/7，7/8等多種碼率的數據進行譯碼。

（3）可自動實現譯碼同步和BER監控。

（4）采用并行電路設計，使電路在高時鐘情況下可以穩定工作。

（5）采用FPGA技術，易于修改電路內部參數，軟判決可以兼容硬判決。通過內部參數的變化可以滿足不同約束長度（7、9）譯碼的要求。

圖6 給出了在FPGA電路的時序仿真波形。其中TPS為系統通過傳輸參數信令提供的碼率信息。共有1/2、2/3、3/4、5/6、7/8等多種碼率信息。電路工作時鐘bitclk根據COFDM傳輸系統的要求為60MHz。Vb_in為4-bit量化后的軟判決信息，譯碼輸出串行比特泫，并標注有數據有效和是否同步的標志。Vb_err用來監控誤碼，向電路發出提示信息，使電路始終工作在同步態。

本文的FPGA實現是基于Altera公司Quartus和Maxplus II電路仿真環境和該公司APEX TM EP20K600EBC652-1XES系列芯片來完成的。應用于高精晰度數字電視COFDM傳輸系統的接收機頂盒的設計中，經過性能測試，達到了系統指標要求。同時，該設計也為HDTV機頂盒的ASIC設計奠定了良好的基礎。