近年來，提高開關電源的功率因數，減輕其對電網的污染成為電源發展的必然趨勢。為了使輸入電流諧波滿足要求，需要加入功率因數校正（PFC）電路。目前小功率場合應用得最廣泛的是PFC級和PWM級共用一套控制電路，在獲得穩定輸出的同時實現功率因數校正。這種方案具有電路簡單、成本低等優點。

文中介紹了一種基于ICE1CS02的PFC+PWM電路的基本原理及其設計過程，并設計出500 W實際電路。

1 電路設計

英飛凌的ICE1CS02芯片是由功率因數校正（PFC）和脈寬調控（PWM）兩種電流模式控制器組成，其中PFC級采用非線性增益電路取代乘法器技術，可以獲得較高的功率因數；而PWM采用電流模式控制，可以提高響應速度和輕載時的系統效率。

電路的PFC級采用非隔離式Boost電路，具有效率高、易于實現等特點；而PWM級采用雙管正激電路結構，無需復位繞組，有利于減小變壓器的體積，提高開關電源功率密度和工作效率。

PFC+雙管正激變換器主電路原理圖如圖1所示。

圖1 PFC+雙管正激變換器主電路原理圖

電路的工作原理簡述如下：當電路接通電源時，輸入交流電壓整流后的直流電壓給輔助源提供信號，從而給主控芯片提供啟動電壓。PFC級的電壓、電流反饋信號率先使前級進入正常工作，即PFC級輸出電壓400VDC;后級DC/DC變換電路由TL431獲得偏差信號，經光耦隔離后反饋到主控芯片，控制開關管的導通與截止，實現最終穩壓輸出的目的。

在一個開關周期Ts內，PFC級MOS管M1開關一次，后級MOS管M2和M3同步開關2次，頻率交錯易于消除相互之間的干擾。一個主控芯片提供兩種MOS管的控制信號，簡化了控制電路設計。

電路中，變壓器起隔離變壓作用，不再需要復位繞組。二極管D6和D7導通把激磁能量回饋給輸入源，并起去磁作用使變壓器維持磁平衡。

2 仿真分析

Saber仿真軟件是美國Synopsys公司開發的一款功能強大的系統仿真軟件。來用Saber仿真軟件對電路進行仿真分析可以驗證電路的工作原理和可行性。

仿真設計參數：輸入220 VAC;輸出24 V/21 A;后級MOS管工作頻率130 kHz;占空比0.4.

圖2為通過仿真得出的PWM級MOS管的DS電壓和主變壓器T1初級電壓、電流波形。

圖2 后級MOS管的DS電壓波形

PFC級輸出穩定的直流電壓，PWM級MOS管導通時，兩管DS電壓均為零，變壓器輸入電流由于次級儲能電感的作用線性增加，如圖3中電流波形所示。

關斷時，主變壓器初級電勢反向，通過二極管D6、D7把能量返回給輸入端，并完成磁復位，如圖3中電壓波形所示。

圖3 主變壓器TI初級電壓、電路波形

由仿真實驗驗證了電路的基本工作原理。

3 主變莊器設計

變壓器設計是整個電路設計的重點。現就500 W電路討論PWM級正激式變壓器的設計（設計要求以仿真參數為例）：

根據輸出功率與磁芯尺寸的關系，粗略估算磁芯有效面積值，選擇磁芯型號的有效面積應大于理論計算值。選用了EE42磁芯，其有效面積Ae為2.33 cm2.

電路工作頻率恒定，考慮高溫時飽和磁感應強度Bs會下降，同時為降低高頻工作時磁芯損耗，工作最大磁感應在一般選擇為2000~2 500 Gs.

UP=UD-△U1=393-3=390 V

UP為變壓器初級繞組電壓幅值；UD是PFC級輸出直流電壓；△U1是初級繞組和MOS管的導通壓降之和，在計算中可忽略不記。同理，變壓器次級繞組電壓幅值Us為：

D為占空比，由于雙臂正激電路中變壓器需要磁復位，且根據伏秒時間相等原則，最大D不可能大于0.5,此處取0.35~0.4.

主變壓器原邊匝數：

EON是功率管導通時變壓器的伏秒量；△B磁通增量，此處取0.15~0.2 T.TON為導通時間。

主變壓器副邊匝數：

根據電流有效值和導線選擇經驗，同時考慮高頻工作時導線的集膚效應，當電流較大時，采用多股并繞，每股線徑不得大于2倍穿透深度，漆包線的線徑和股數可適當調整，使線包每一層能正好繞滿，若計算出的原、副邊匝數非整數，可選擇匝數較小的一方取整，再根據匝比推算其他繞組匝數。選取初級匝數為33匝，次級匝數為5匝。

根據公式Ku=Ae/Q校核窗口，窗口系數Ku約為0.3~0.35.

在計算副邊取整過程中調整了匝數，應由公式Np=（Vin×Ton）/（△B×Ae）校核最大磁感應，最大磁感應在3 000 Gs以內。

4 實測波形分析

以下波形無特殊說明即為輸入電壓220 VAC;輸出功率500W條件測試所得。

4.1 PFC級波形分析

PFC電路的主要作用是通過取樣輸入電壓波形，調整輸入電流波形使之正弦化且相位與電壓波形同步。

由圖4可以看出，經過功率因數校正電路，輸入電流正弦化，且相位和電壓波形一致。經測試，功率因數達到了0.99.

圖4 PFC級輸入電壓、電流波形

4.2 PWM級波形分析

對于PWM級雙管正激電路而言，其輸入電壓即為PFC級輸出電壓，基本穩定的400 VDC.由于存在變壓器漏感和一些寄生參數，實際測試波形與仿真得到的波形有一些細微差別。實驗波形如圖5和圖6所示。

圖5 后級MOS管M1&M2的電壓、電流波形

圖6 主變壓器T1初級DS電壓波形

磁復位過程中，上、下兩功率管承受最大電壓不超過直流側輸入電壓與二極管D6,D7正向壓降之和。磁復位完成后，高頻變壓器初級電壓被鉗位在零點。此時，M2、M3兩管電壓均被鉗位在輸入電壓的一半位置。此階段一直保持到MOS管的下一次導通。圖5中DS電壓下降至一平臺處即為輸入電壓的一半，也標志著磁復位的完成。

5 結論

分析了PFC+PWM電路的工作原理，通過500 W原理樣機測試結果可以看出，樣機滿載時效率可達88%;功率因數不小于0.99;負載調整率不大于0.5%;輸出24 V直流電壓精度較高。驗證了該電路具有驅動電路簡單、可靠性高、體積小、效率高等優點，達到了在提高功率因數的前提下進行DC/DC變換的目的。