目前，高頻、高效的DC/DC轉換器在汽車電子系統中的應用越來越多。高開關頻率可以使用較小的功率電感和輸出濾波電容，從而減小系統的體積，提高緊湊性并降低成本。高工作效率可以延長汽車電池的使用時間，降低系統功耗，從而減少發熱量，優化系統的熱設計并進一步提高可靠性。但高開關頻率會降低系統的工作效率。因此設計汽車電子應用的DC/DC降壓變換器時必須在開關頻率和工作效率之間作一些折衷處理。

DC/DC降壓變換器的最高開關頻率受限于DC/DC的最高輸入電壓、最低輸出電壓和功率管的最小開啟時間，理論極限值可以由下式計算：

公式1

其中fSW（MAX）為最大的開關頻率，tON（MIN）為開關管要求的最小導通時間，VD是續流二極管的正向壓降，VOUT為正常工作的輸入電壓，VSW為開關管的導通壓降。上式表明tON（MIN）一定時，低占空比要求更低的開關頻率才能保證系統安全的操作，同樣低開關頻率容許更低的輸出輸入電壓比值。輸入電壓依賴于開關頻率的主要原因在于PWM控制器具有最小的導通時間tON（MIN）和截止時間tOFF（MIN）。如果取值為100ns,即開關管開通時的導通時間至少要持續100ns,低于100ns可能導致功率管MOSFET無法正常開啟。同樣開關管關斷時的截止時間至少要持續100ns,低于100ns可能導致MOSFET無法正常關斷。這意味著最小和最大占空比為：

公式2

這里fSW是開關頻率，tON（MIN）是最小的導通時間和tOFF（MIN）是最小的截止時間。

上式表明開關頻率降低時，占空比的范圍增加。輸入輸出的電壓范圍也可以增加。優化的開關頻率可以保證系統在電感和電容值盡可能小的情況下能夠具有足夠寬的輸入工作電壓范圍。

通常DC/DC電源芯片的輸入電壓有額定的工作電壓范圍。除了額定工作電壓的限制，實際的輸入電壓還受到其他一些條件的限制，最小的實際輸入工作電壓通常由最大的占空比決定。在輸入電壓最高時，占空比最小，所以在輸出電壓一定的條件下最大的實際輸入工作電壓由PWM控制器的最小占空比決定。tON（MIN）是每個控制器能夠接通高端MOSFET的最短持續時間。它由內部定時延時以及接通高端MOSFET所需要的柵極電荷量決定，低占空比的應用可以接近該最短導通時間限制。

通常DC/DC電源芯片的開關頻率是固定的，但是如果我們可以在輸入電壓增加時降低開關頻率，就可以擴大占空比的范圍，從而在保證輸出電壓精度的條件下擴大輸入電壓的范圍。在很多DC/DC電源芯片中，通過一個管腳對地接一個電阻來設定DC/DC的開關工作頻率。一個典型的應用電路如圖1所示。

圖1: 一種典型的DC/DC應用電路

LT3980的RT腳對地接一個97.6K的電阻，設定LT3980的工作頻率為固定的400KHz,RT電阻為32.4K時的工作頻率則為1MHz.在這種使用外部電阻設置開關頻率的DC/DC變換器中，可以加一個穩壓管Z1和限流電阻R1用以在輸入電壓增加時降低開關頻率。

圖2: 通過外接電阻和穩壓管調整DC/DC穩壓器的典型電路

在高輸入電壓下，由于頻率降低，而電感值又一定，所以輸出的電流和電壓紋波增加。頻率在較寬的范圍內變化時，電感無法優化地工作，環路的補償也無法優化。這樣我們就需要在圖2的電路中增加R2和Z2來限制頻率的變化范圍。外接電阻的方法需要系統工程師作仔細的計算，而且容易受到寄生參數的影響。這里我們通過內部電路檢測輸入電壓的變化自動調整開關頻率，簡化應用電路設計。

（一）電流控制模式的DC/DC降壓變壓器

圖3是電壓控制模式的DC/DC轉換器系統結構。其中，EA為誤差放大器，PWM為PWM比較器，Soft start為軟啟動模塊，Band gap reference為帶隙基準源，OSP為降頻保護電路，Oscillator為振蕩器，Logic Latch為邏輯觸發器，Driver為驅動開關管PMOS的驅動電路，OCP為過流保護，UVLO為欠壓保護，OTP為過熱保護。

圖3: 電壓控制模式的DC/DC降壓變換器原理框圖

電路采用具有降頻功能的電壓型PWM控制模式，輸出電壓誤差小。在圖中，PWM控制部分是由誤差放大器和PWM比較器組成，反饋電壓和基準電壓比較后，放大差值以產生一個誤差信號，并經過一定的零級點補償后，提供到PWM比較器的一端輸入，同時比較器的另一端輸入是振蕩器電路提供的一定頻率的脈沖時鐘信號。

這個信號將被傳輸到后端的邏輯電路部分，該部分包括RS觸發器，以及包含多種保護信號的相關邏輯，它通過接通和斷開驅動電路來控制電源開關的狀態，從而設置變換器的工作頻率，設定功率管的最大占空比。圖中OSP比較器，主要作用是，當輸出電壓過低，效率下降時，經過OSP信號控制振蕩器，以降低PWM比較器輸入端的時鐘信號，從而在相同情況下提高變換器的轉換效率。

電路中采用雙電源，Vdd由輸入電壓Vcc通過一個高壓線性穩壓器轉換而成，為3.3V,而Vcc為輸入高電壓，用于供給使能遲滯電路、帶隙基準源、Vdd生成電路、過流保護以及驅動電路，這些電路中的MOS管，采用高壓DMOS器件，防止擊穿；而其他與輸入電壓無關的電路，則有Vdd供給，其中的MOS管，采用CMOS器件。

目前峰值電流控制模式DC/DC轉換器的應用更廣泛，它的原理框圖如圖4所示。

圖4: 峰值電流控制模式的DC/DC降壓變換器原理框圖

對應于電壓控制模式，電流控制模式的DC/DC轉換器以幾乎無窮大的開環環路增益來調節DC/DC的輸出電流，其實是一個高輸出阻抗的電流源。如圖4所示，在電流控制模式的DC/DC降壓變換器中，快速高增益的電流環路和慢速的電壓控制回路嵌套使用，電感電流與斜坡補償后的鋸齒波合成的信號和電壓誤差信號相比較產生控制信號，當輸出電壓跌落時，控制功率管打開向負載提供更多的電流來保持輸出電壓的穩定。電流控制模式的DC/DC測量電感電流，將輸出變為恒流源輸出，使DC/DC的輸出級由電壓模式的雙極點系統轉變為單極點系統，從而更容易進行補償，提高穩定性。

（二）振蕩器的設計

振蕩器電路在DC/DC集成電路中有廣泛的用途。振蕩時鐘為內部電路提供開關脈沖的同步，且衍生出鋸齒波，提供給PWM比較器。是電壓模式和電流模式DC/DC轉換器的基本單元。圖5為本文設計的振蕩電路，設計中采用恒流充放電結構，充電電流為I1+I2（降頻時為I1），放電電流為I12+I13（降頻時為I12）。

圖5: 振蕩頻率受控制的振蕩電路

從圖5中可知，M1、M2為電容充電，M9為電容放電，這些決定了振蕩器的時鐘頻率。

首先，假設輸出振蕩電壓與充放電電流成正比?；谶@個假設，偏置電流就可以確定。如果希望頻率為800K（T=1.25us），上升時間為總周期的90%（1.125us），而要求輸出鋸齒波SAW的峰峰值Vp-p為1V.那么，充電電流為

公式3

其中C為C1的電容值，T為振蕩周期。

從電路圖可以看出，振蕩波形的轉折點可以由下式決定：

公式4

圖6為振蕩器的輸出波形，從圖中可以看出，振蕩波形在0.6V至1.8V范圍內波動，符合設計要求。

圖6: 振蕩器的輸出波形

當輸出輸入電壓比值低于一定值（0.2）時，說明此時控制脈沖的占空比很低，效率下降，此時通過低比值保護電路，產生OSP信號，將整體電路的頻率下降。從電路圖可以看出，當OSP通過控制電路變為高電平時，則M0關閉，而M1與M2的寬長比為4:1,此時的充電電流變為原來的1/4,那么充電時間變為原來的4倍，這樣輸出振蕩波的頻率變為原來的1/4,即200KHz,提高電源的轉換精度。

（三）應用

在汽車電子應用中，輸入電壓有12V,24V和36V等多種電壓軌，在確定輸出電壓的條件下，這種可以根據輸入電壓自適應調整工作頻率的DC/DC可以自動設置合適的工作頻率，優化DC/DC的工作效率，減小瞬態過程。